Der Unity-Coupled-Verstärker nach McIntosh MC

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Verstärker MC-60

Der Unity-Coupled-Verstärker nach McIntosh MC-60 mit einem Ringkern-Ausgangsübertrager Von Henry Westphal, im Sinne einer Zusammenfassung der gemeinsam mit Benjamin Brammer und Lukas Holzapfel erzielten Arbeitsergebnisse.

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DER MC-60 VON MCINTOSH................................................................................................................. 3 DIE IDEE ................................................................................................................................................... 6 DIE ANALYSE DER ORIGINALSCHALTUNG ............................................................................................ 8 ALLGEMEINES.................................................................................................................................................8 DIE EINGANGSSTUFE .......................................................................................................................................9 DIE PHASENSPLITTERSTUFE..............................................................................................................................13 DIE DRITTE STUFE ..........................................................................................................................................28 DIE KATHODENFOLGERSTUFE .........................................................................................................................41 DIE ENDSTUFE ..............................................................................................................................................47 BETRACHTUNG DES ZUSAMMENWIRKENS DER STUFEN UND DER ÜBER-ALLES-GEGENKOPPLUNG..........................53 DIE MODIFIKATIONEN DER SCHALTUNG FÜR DIE REALISIERUNG UNSERES AUFBAUS ..................... 57 DIE REALISIERUNG ................................................................................................................................ 59 DIE INBETRIEBNAHME UND DIE TESTERGEBNISSE ................................................................................ 62 DIE ÜBERSICHT ÜBER DEN VERLAUF DER INBETRIEBNAHME ................................................................................62 ARBEITSPUNKTE UND VERSTÄRKUNGSFAKTOREN AN DER NOCH UNMODIFIZIERTEN SCHALTUNG ...........................70 ARBEITSPUNKTE,VERSTÄRKUNGSFAKTOREN UND WEITERE MEßWERTE AN DER MODIFIZIERTEN SCHALTUNG IM ABSCHLIEßENDEN ZUSTAND ...........................................................................................................................72 WEITERE MESSUNGEN ...................................................................................................................................74 MESSUNGEN AM NICHT GEGENGEKOPPELTEN VERSTÄRKER .............................................................................86 WEITERE BETRACHTUNGEN ZUM REGELVERHALTEN DES VERSTÄRKERS ...............................................................88 DER HÖREINDRUCK ......................................................................................................................................94

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Der MC-60 von McIntosh Der Verstärker MC-60 von McIntosh wurde von 1955 bis 1961 in den USA hergestellt. Die Besonderheit dieses und anderer Verstärker von McIntosh liegt in der „Unity Coupled“Endstufe, bei der innerhalb der Endstufe eine sehr starke lokale Gegenkopplung angewendet wird.

Originalgerät McIntosh MC-60

Damit erhält man außergewöhnlich geringe Verzerrungen und einen sehr niedrigen Ausgangswiderstand. Auf der Folgeseite ist die Originalspezifikation des MC-60 wiedergegeben.

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Die Originalspezifikation des McIntosh MC-60

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Auch heute noch sind diese Verstärker hoch geschätzt und werden zu hohen Preisen gehandelt.

Originalschaltplan McIntosh MC-60 Der Grundgedanke bei der Konzeption des MC-60 war, dass der größte Teil der Verzerrungen, die ein Verstärker verursacht in der Endstufe entstehen und man sie am Ort ihrer Entstehung durch eine starke lokale Gegenkopplung innerhalb der Endstufe selbst minimiert. Dies geschieht, wie schon auf dem Originalschaltplan zu erkennen ist, durch eine Aufteilung der Primärwicklung des Ausgansgübertragers in die bekannte anodenseitige und die neu hinzugekommene kathodenseitige Teilwicklung. Da beide Teilwicklungen die gleiche Windungszahl haben, wird dieses Verfahren auch „Unity Coupling“ genannt.

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Die Idee Der hier beschriebene Verstärker kombiniert die klassische „Unity Coupled“-Schaltung des MC-60 mit einem modernen Ringkern-Ausgangsübertrager von Van der Veen. Dieser Übertrager hat gegenüber den in den 1950-er Jahren verwendeten Übertragern eine deutlich vergrößerte Bandbreite. Damit steht eine höhere Stabilitätsreserve als bei der Originalversion des MC-60 zur Verfügung, womit der Gegenkopplungsfaktor der Über-Alles-Gegenkopplung erhöht werden kann, womit sich eine weitere Minimierung der Gesamtverzerrungen ergibt.

Die folgende Abbildung zeigt das Prinzip dieses Verstärkers: Differenzverstärker

1

V3A 12BH7

V5A 6550

1g 1

3

V104A 6SN7

Phasensplitter +VS

Endstufe

2

Differenzverstärker

Kathodenfolger Mitkopplung

Mitkopplung 4

V2A ECC82

2

3

1

5 R24 220K

VDV1070UC

8

Eingangsstufe 3

2

1 CW P102

+VIS

Gegenkopplung

3

Bias +ES

8

1

-TS V1A ECC83

Bias 100K 1 CW

Eingang

Gegenkopplung

7 8

8

2

R25 220K 7 3

6

3

V2B ECC82

Mitkopplung

5

4

+ V3B 12BH7

2g 1 V6A 6550 3

6

+VS

V105A 6SN7 2

Mitkopplung

Gegenkopplung

Das Prinzipschaltbild Die Eingangsstufe ist eine klassische Kathodenbasisstufe. Die Über-alles-Gegenkopplung wird kathodenseitig in diese Stufe eingespeist. Die Phasensplitterstufe ist als Differenzverstärkerstufe aufgebaut. Der Tiefpass „vor“ dem Gitter des „unteren“ Zweigs der Stufe hat eine Grenzfrequenz unterhalb des Audio-Bereichs. Damit wird die Differenz des, gleichspannungsbehafteten, Ausgangssignal der ersten Stufe mit seinem Mittelwert,also das reine Audio-Signal, von dieser Stufe verstärkt. Seite 4- 6

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Die starke lokale Gegenkopplung der Endstufe lässt deren Spannungsverstärkung unter Eins sinken. Daher benötigt die Endstufe eine sehr hohe Steuerspannung, die höher als die Betriebsspannung der Endstufe ist. Diese Steuerspannung wird von der dritten Stufe, ebenfalls einer Differenzverstärkerstufe, in Verbindung mit zwei Mitkopplungsschleifen erzeugt. Die Anodenwiderstände der Differenzverstärkerstufen führen nicht an die Versorgungsspannung, sondern an die Anode der Endröhre des jeweils gegenüberliegenden Zweigs der Endstufe. Das Signal an dieser Anode ist gleichphasig mit dem Steuersignal für die Endröhre des Zweigs, von dem gerade die Betrachtung ausgeht. Der Spannungshub an den Anoden der Endröhren übersteigt die Betriebsspannung deutlich, womit dann die benötigte Steuerspannung zur Verfügung steht. Die dritte Stufe steuert dann, über eine zwischengeschaltete Kathodenfolgerstufe, die Endröhren niederohmig an. Wenn eine Endröhre aufgesteuert wird, dann sinkt nicht nur ihr Anodenpotential, sondern es steigt durch die Wirkung der kathodenseitigen Wicklung auch ihr Kathodenpotential an. Dieser Anstieg des Kathodenpotentials ist der Wirkung der ansteuernden Spannung entgegengesetzt, womit dann die gegenkoppelnde Wirkung dieser Anordnung eintritt. Die Schirmgitter der Endröhren sind mit den Anoden der jeweils gegenüberliegenden Endröhre verbunden. Hiermit entstehen zwei weitere Mitkopplungsschleifen. Da die Zunahme des Kathodenpotentials der gerade aufgesteuerten Endröhre betragsgleich mit der Abnahme ihres Anodenpotentials ist, ist auch die gleichzeitige Zunahme des Anodenpotentials der gegenüberliegenden Endröhre dazu betragsgleich. Damit ist die Potentialdifferenz zwischen dem Schirmgitter und der Kathode der Endröhren in jedem Aussteuerungszustand gleich. Die Endröhren werden also in einem konstanten, von der Aussteuerung unabhängigen Arbeitspunkt betrieben, womit die Linearität der Schaltung günstig beeinflusst wird.

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Die Analyse der Originalschaltung Allgemeines Dieser Text setzt die Kenntnis der grundlegenden Funktionsweisen der Standardschaltungen für Röhrenstufen, wie Kathodenfolger, Kathodenbasisschaltung, Differenzverstärker und Gegentakt-Endstufe voraus. Es wird nur auf die spezifische Umsetzung dieser Grundschaltungen im MC-70 Bezug genommen.

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Die Eingangsstufe Die folgende Abbildung zeigt die Eingangsstufe des MC-60. Spannungsregler

6

+VS

V1B ECC83/12AX7

R5 560K

7

R31 270K 8

C14 0.47uF 250V

+

C4 8uF 250V

R8 100K

1

zu Folgestufe

C2 0.47uF

PREAMP INPUT

R2 100K 2

R1 500K

R3 27K

3

0.5V INPUT

V1A ECC83/12AX7

R6 3K3

+

von Feedback-Wicklung

C3 100uF 50V

R4 3M3 C6 470pF

R11 1K3

R7 68R

Die Eingangsstufe

Die Versorgungsspannung für die mit V1A aufgebaute Eingangsstufe wird mit der mit V1B aufgebauten Spannungsreglerschaltung herabgesetzt. Die Versorgungsspannung +VS ist, nach der „Voltage Chart“ von Mc Intosh 360V im Leerlauf bzw. 310V bei Vollaussteuerung.

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Im Leerlauf ergibt sich am Gitter (Pin7) folgendes Potential: 360V * 270K / (270K + 560K) = 360V * 0,325 = 117V.

Bei Vollaussteuerung ergibt sich: 310V * 0,325 = 101V V1B arbeitet als Kathodenfolger. Die Ausgangsspannung an V1B/Pin 8 ist ungefähr 1V positiver als die Spannung am Gitter. Damit kann man von einer Ausgangsspannung von 118V im Leerlauf und 102V bei Volllast ausgehen. Die Angaben einer Ausgangspannung von 111V im Leerlauf und von 110V bei Vollaussteuerung können im Rahmen der theoretischen Schaltungsanalyse nicht nachvollzogen werden. Der Grund für diese Abweichung wird im Zuge der Inbetriebnahme geklärt. Die Grenzfrequenz aus R5 parallel R31 zu C14 ist: 270kOhm parallel 560kOhm ist: 182kOhm fg = 1 / (2 pi RC) = 20 Hz Der eventuell noch vorhandene 100Hz-Brumm auf der Versorgungsleistung wird also näherungsweise um den Faktor 20/100 = 5 abgeschwächt. C4 dient als Pufferkondensator und verringert den Ausgangswiderstand der Spannungsreglerstufe bei hohen Frequenzen.

Nun wird die Eingangsstufe selbst betrachtet: Über R2 und R3 gelangen die Eingangssignale an das Steuergitter von V1A. R2 bzw. R3 bilden einen Tiefpass mit der Miller-Kapazität der Stufe. R4 verhindert eine Unterbrechung des Gitterableitpfades bei kurzzeitigen Unterbrechungen der Kontaktgabe des Lautstärkepotentiometers R1, womit Kratzgeräuschen beim Betätigen des Potentiometers vorgebeugt wird. R6 wird mit C3 überbrückt. Die Grenzfrequenz aus R3 und C6 ist 5Hz. Die tatsächlich wirksame Grenzfrequenz ist jedoch höher, da zu R3 der kathodenseitige Ausgangswiderstand der Stufe parallel liegt. R7 dient zur Einspeisung des Gegenkopplungssignals. Dieses wird mit dem Teiler aus R11 und R7 um den Faktor 68 / (1300 + 68) = 0,05 geteilt. C6 dient zur Stabilisierung des Regelkreises. Die Grenzfrequenz aus C6 und R11 ist 260kHz.

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Es wird zunächst der Ruhestrom der Stufe im Leerlauf bestimmt. Es wird bewusst der Leerlauf als untersuchter Betriebszustand ausgewählt, da die in der Folge ermittelten Werte in der Praxis nur im Leerlauf messtechnisch verifiziert werden können. Für den Leerlauf wurde bereits eine Ausgangsspannung des Spannungsreglers von 118V bestimmt. Es wird eine Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld gezeichnet: (orange) -

Leerlaufpunkt: 118V / 0mA Kurzschlusspunkt: 118/103,4kOhm = 1,14mA

Es wird eine Gittergerade in das Kennlinienfeld gezeichnet: (blau) -

Schnittpunkt der Kennlinie Ec = -0,5V mit Gittergerade: Schnittpunkt der Kennlinie Ec = -1,5V mit Gittergerade:

0,5V / 3,37kOhm = 0,14mA 1,5V / 3,37kOhm = 0,45 mA

Auszug Datenblatt General Electric 12AX7 1953 Man erkennt, dass sich im Rahmen der Ablesegenauigkeit ein Ruhestrom von 0,3mA einstellt.

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Hieraus folgen die nachstehende Potentiale: -

Anode: Kathode:

118V – (0,3mA * 100kOhm) = 88V 3,368kOhm * 0,3mA = 1,0V

Der zuvor ermittelte Ruhestrom von 0,3mA wird in das Kennlinienfeld eingetragen, um Innenwiderstand und Verstärkung der Stufe zu bestimmen. (orange)

Auszug Datenblatt General Electric 12AX7 1953

Man liest einen Innenwiderstand Rp von 105kOhm und einen Verstärkungsfaktor mü von 98 ab. Der äußere Widerstand Ra der Stufe ist 100kOhm (R8) parallel zum Eingangswiderstand der Folgestufe von 2,2MOhm, das ist 96kOhm. Die Verstärkung ist: -mü * Ra / (Rp + Ra) = 98 * 96K / (105K + 96K) = -47

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Die Phasensplitterstufe Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung der Phasensplitterstufe. +VS

R12 27K

zu Folgestufe

1

C7 47nF 630V

R14 220K

Von Eingangsstufe

2

3

V2A ECC82/12AU7

R9 18K 1W

8

R10 2M2

V2B ECC82/12AU7 7

R15 220K C8 47nF 630V 6

C5 0.22uF 250V

R13 30K

zu Folgestufe

+VS

Die Schaltung der Phasensplitterstufe

Diese Stufe arbeitet als Differenzverstärkerstufe, die das von der Eingangsstufe kommende Signal mit seinem Mittelwert vergleicht. Die Phasesplitterstufe und die Eingangsstufe sind DCgekoppelt. Am Steuergitter von V2A liegt somit das Anoden-Ruhepotential der Eingangsstufe von 88V (im Leerlauf) an. Es ist mit dem Audio-Signal überlagert. Der Tiefpass aus R10 und C5 hat eine Grenzfrequenz von 0,33Hz, also weit unterhalb des hörbaren Bereichs. Am Steuergitter von V2B liegt somit praktisch nur das DC-Potential der Anode der Eingangsstufe an. Das wirksame Eingangssignal für die Differenzverstärkerstufe ist somit das Audio-Signal. Das DC-Potential der Anode der Eingangsstufe bestimmt dagegen den Arbeitspunkt der Phasensplitterstufe. Seite 4- 13

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Die Ausgänge der Phasensplitterstufe geben das verstärkte Audiosignal zueinander gegenphasig ab. Der Signalspannungshub am Steuergitter von V2B ist Null, während der Spannungshub am Steuergitter von V2A dem Audio-Signal entspricht. Damit wird die Stufe zusätzlich zum Differenzsignal mit einem Gleichtaktsignal von der halben Amplitude des Audio-Signals angesteuert. Dieses Gleichtaktsignal erscheint ebenfalls am Ausgang und würde zu einer Ungleichheit der Amplituden an den beiden Ausgängen des Differenzverstärkers führen. Dies wird durch unterschiedliche Werte für die Anodenwiderstände beider Zweige kompensiert. Dieser Sachverhalt soll im Detail beschrieben werden: Bei der hier vorliegenden Differenzverstärkerstufe ist im Kathodenzweig keine Stromquelle, sondern ein Widerstand vorhanden. Damit ist der Gesamtstrom durch den Differenzverstärker nicht mehr unveränderlich, sondern er nimmt bei positiver werdendem Gleichtaktsignal zu. Gehen wir zunächst von einer Differenzverstärkerstufe mit Widerstand im Kathodenzweig aus, die symmetrisch angesteuert wird. In diesem Fall ist der Spannungshub an beiden Steuergittern entgegengesetzt gleich. Damit ist, (unter der idealisierenden Annahme exakter Gleichheit beider Röhrensysteme sowie absolut linearer Kennlinien) das Potential der Kathoden konstant, denn der Stromzunahme im zunehmend aufgesteuertem Zweig steht eine exakt betragsgleiche Stromabnahme im abnehmend aufgesteuerten Zweig gegenüber. Nun wird die tatsächliche Situation in der Phasensplitterstufe des MC-60 betrachtet. Es wird angenommen, dass das Steuergitter von V2A positiver wird. Damit nimmt der Strom durch V2A zu. Das Potential des Steuergitters von V2B bleibt jedoch konstant. Damit nimmt der Strom durch R9 zu. Das Kathodenpotential wird positiver. Damit wird jedoch auch die Kathode von V2B positiver gegenüber dem Steuergitter von V2B. Damit geht der Strom durch V2B zurück, was dem Potentialanstieg der Kathode entgegenwirkt. Bei unendlich hoher Verstärkung der Röhrensysteme würde das Kathodenpotential die halben Signalamplitude am Gitter von V2A aufweisen. Würde man mit der hier verwendeten 12AU7 eine Kathodenfolgerschaltung aufbauen, dann ergäbe sich ein Ausgangssignal von ca. 95% des Eingangssignals. Das Triodensystem V2B „sieht“ also nur 95% des Signalhubs. Dies ist ein Grund für die Vergrößerung des Anodenwiderstands von V2B, R13 gegenüber dem Anodenwiderstand von V2A, R12. Das Gleichtaktsignal addiert sich weiterhin zu den Ausgangssignalen: Es wurde bereits gezeigt, dass wenn das Steuergitter von V2A positiver wird der Strom durch den Kathodenwiderstand R9 zunimmt. Damit wird das Anodenpotential von V2A noch weniger positiv, als es der Fall sein würde, wenn anstelle von R9 eine Stromquelle vorhanden wäre. Das verstärkte Differenzsignal und das Gleichtaktsignal sind an der Anode von V2A gleichphasig. Das Potential an der Anode von V2B wird dagegen in Folge des verstärkten Differenzsignals positiver. Dem wirkt jedoch die Zunahme des Stroms durch den Kathodenwiderstand entgegen, womit die Anode von V2B weniger positiv wird, als es der Fall wäre, wenn anstelle von R9 eine Stromquelle vorhanden wäre. Das verstärkte Differenzsignal und das Gleichtaktsignal sind an der Anode von V2B gegenphasig.

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Zunächst soll der Arbeitspunkt der Stufe im Leerlauf bestimmt werden. Hierzu wird Symmetrie zwischen beiden Zweigen angenommen. Für die Anodenwiderstände wird der Mittelwert zwischen 30kOhm und 27kOhm, das ist 28,5kOhm angenommen. Damit kann die Stufe in zwei identische, voneinander unabhängige Zweige aufgeteilt werden, die einen identischen Arbeitspunkt wie die interessierende Differenzverstärkerstufe aufweisen. Der Kathodenwiderstand R9 mit 18kOhm wird hierbei als Parallelschaltung von zwei Widerständen mit 36kOhm dargestellt und entsprechend auf beide Zweige aufgeteilt. Für das DC-Potential an den Steuergittern wurde bereits 88V bestimmt. Die folgende Abbildung zeigt das nun verwendete Ersatzschaltbild:

+VS = 360V (Leerlauf)

1

R12 28K5

+88V

2

R9A 36K

3

V2A ECC82/12AU7

8

R9B 36K V2B ECC82/12AU7 7

6

+88V

R13 28K5

+VS = 360V (Leerlauf)

Ersatzschaltbild zur Arbeitspunktermittlung

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Der Arbeitspunkt wird iterativ aus dem nachfolgenden Kennlinienfeld ermittelt:

Auszug Datenblatt General Electric 12AU7 1956

Es wird zunächst angenommen, das Kathodenpotential sei 88V + 5V = 93V. Daraus folgt ein Anodenstrom von 93V/36kOhm = 2,58mA. Die Spannung zwischen Anode und Kathode ist 360V – 2,58mA * 28,5kOhm - 93V = 193V Aus dem Diagramm folgt, dass die Gitterspannung als zu gering angenommen wurde, denn zu 2,5mA und 193V gehört eine Gitterspannung von ca. –9V.

Es wird nun angenommen, das Kathodenpotential sei 88V + 8V = 96V. Daraus folgt ein Anodenstrom von 96V/36kOhm = 2,7mA. Die Spannung zwischen Anode und Kathode ist 360V – 2,67mA * 28,5kOhm - 93V = 190V -

Man erkennt, dass die angenommene Gitterspannung von –8V immer noch leicht zu gering ist.

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Es wird nun angenommen, das Kathodenpotential sei 88V + 9,5V = 97,5V. Daraus folgt ein Anodenstrom von 97,5V/36kOhm = 2,7mA. Die Spannung zwischen Anode und Kathode ist 360V – 2,7mA * 28,5kOhm - 93V = 190V Man erkennt nun (im Rahmen der Ablesegenauigkeit) für die angenommene Gitterspannung von –9,5V hinreichende Widerspruchsfreiheit.

Der gefundene Arbeitspunkt wurde mit orangefarbenen Linien in das Diagramm eingezeichnet. Das Kathodenpotential ist (wie bereits beschrieben) 97,5V Das Anodenpotential ist 360V – 2,7mA * 28,5kOhm = 283V

(Angabe McIntosh 92V) (Angabe McIntosh 284V)

Es fällt in der „Voltage Chart“ von McIntosh auf, dass für das Steuergitter von V2A 82V angegeben werden, während für das Steuergitter von V2B nur „approx“ 62V angegeben sind. Dies ist durch den Messfehler durch den Innenwiderstand des seinerzeit zur Messung verwendeten Voltmeters verursacht. Dieser betrug somit ungefähr 6,5 MOhm.

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Nun wird die Verstärkung der Stufe bestimmt. Hierzu wird zunächst vom allgemeinen Fall der symmetrischen, gegenphasigen Ansteuerung ausgegangen. Hierzu werden die Stufen, wie in der folgenden Abbildung gezeigt, zunächst wieder miteinander verbunden. Weiterhin werden die Eingangssignale in Form von Quellen dargestellt. +VS = 360V (Leerlauf)

1

R12 28K5

2

V1

R9A 36K

3

V2A ECC82/12AU7

V3 = 88V

8

R9B 36K V2

V2B ECC82/12AU7

6

7

R13 28K5

+VS = 360V (Leerlauf)

Ersatzschaltung zur Bestimmung der Verstärkung (Schritt 1)

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Es wurde bereits hergeleitet, dass sich im Fall der symmetrischen Ansteuerung (bei angenommener Gleichheit der Röhrensysteme und Linearität der Kennlinien) die Kathoden stets auf konstantem Potential befinden. Damit haben die Kathodenwiderstände R9A und R9B keine gegenkoppelnde Wirkung mehr. Damit sind sie für die Bestimmung der Verstärkung irrelevant und können durch eine DCQuelle ersetzt werden. Es ergibt sich das folgende Ersatzschaltbild: +VS = 360V (Leerlauf)

1

R12 28K5

2

V1

3

V2A ECC82/12AU7

V3 = 88V

8

V4 = 97,5V

V2

V2B ECC82/12AU7

6

7

R13 28K5

+VS = 360V (Leerlauf)

Ersatzschaltung zur Bestimmung der Verstärkung (Schritt 2) Man erkennt nun, dass beide Zweige der Schaltung vollkommen unabhängig voneinander arbeiten, denn an allen Verbindungen zwischen ihnen liegen DC-Quellen mit einem Innenwiderstand von Null.

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Damit kann nun die Verstärkung für einen einzelnen Zweig bestimmt werden. Hierbei wird die kathodenseitige DC-Quelle von der Versorgungsspannung subtrahiert, die sich damit auf 360V – 97,5V = 262,5V verringert.

Es ergibt sich das folgende Ersatzschaltbild: +VS = 262,5V (Leerlauf)

1

R12 28K5

2

V1

3

V2A ECC82/12AU7

Ersatzschaltung zur Bestimmung der Verstärkung (Schritt 3)

Die Spannung zwischen Anode und Kathode beträgt weiterhin 283V –97,5V = 185,5V. Der Ruhestrom beträgt 2,7mA

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Damit können Verstärkungsfaktor mü und Innenwiderstand Rp aus dem folgenden Diagramm abgelesen werden:

Es ergibt sich ein Verstärkungsfaktor mü von 13,3 (von Linie Eb = 200V ausgehend) Es ergibt sich ein Innenwiderstand Rp von 14,5kOhm (von Linie Eb = 200V ausgehend) Der äußere Widerstand Ra ist 28,5kOhm parallel 220kOhm (R14 bzw. R15) = 25,2kOhm. Es ergibt sich eine Verstärkung von -mü * Ra / (Rp + Ra) = - 13,3 * 25,2 / ( 25,2 + 14,5) = -8,4. Diese Verstärkung würde dann tatsächlich in der vorliegenden Schaltung wirksam sein, wenn diese symmetrisch angesteuert würde.

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Dieser Fall wird noch einmal in der folgenden Abbildung dargestellt: +VS = 360V (Leerlauf)

1

R12 28K5

2

8,4Vpp

V1 V2A ECC82/12AU7

16,8Vpp

3

1Vpp

V3 = 88V

V4 = 97,5V

8

2Vpp

V2

V2B ECC82/12AU7

1Vpp

8,4Vpp

6

7

R13 28K5

+VS = 360V (Leerlauf)

Verhältnisse an der Differenzverstärkerstufe, wie sie bei symmetrischer Ansteuerung wären

Dies ist aber nicht der Fall, da nur das Gitter von V2A vom Audio-Signal angesteuert wird, während das Gitter von V2B auf konstantem Potential liegt. Somit halbiert sich die wirksame Eingangsspannung

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Es ergeben sich dann die folgenden Verhältnisse:

+VS = 360V (Leerlauf)

1

R12 28K5

2

4,2Vpp

V1 V2A ECC82/12AU7

8,4Vpp

3

1Vpp

V3 = 88V

V4 = 97,5V

8

1Vpp

V2B ECC82/12AU7

4,2Vpp

6

7

R13 28K5

+VS = 360V (Leerlauf)

Verhältnisse an der Differenzverstärkerstufe bei einseitiger Ansteuerung McIntosh gibt eine etwas höhere Verstärkung von 5,6 (gemessen von V2A Pin2 zu V2A Pin1 und V2B Pin6) an.

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Nun soll noch die Gleichtaktverstärkung der Stufe abgeschätzt werden. Hierzu findet das folgende Ersatzschaltbild Anwendung.

+VS = 360V (Leerlauf)

1

R12 28K5

2

R9A 36K V3 = 88V

3

V2A ECC82/12AU7

V4

8

R9B 36K V2B ECC82/12AU7

6

7

R13 28K5

+VS = 360V (Leerlauf)

Ersatzschaltbild zur Bestimmung der Gleichtaktverstärkung (Schritt 1)

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Aufgrund der Symmetrie der Stufe reicht es aus, einen Zweig der Stufe zu betrachten.

+VS = 262,5V (Leerlauf)

1

R12 28K5

2

V1

3

V2A ECC82/12AU7

R9A 36K

Ersatzschaltbild zur Bestimmung der Gleichtaktverstärkung (Schritt 2)

Eine Eingangsspannungsänderung dUi führt näherungsweise zu einer Änderung des Kathodenpotentials um 0,95* dUi. Der Anodenwiderstand R12 und der Kathodenwiderstand R9A werden vom selben Strom durchflossen. Das Anodenpotential ändert sich somit um: dUa = -dUi * 0,95 * 28,5 / 36 = 0,75 * dUi. Die Gleichtaktverstärkung ist somit –0,75. Das Verhältnis von Gleichtakt- zu Differenzverstärkung ist 0,75/ 8,4 = 0,09. Das Gleichtaktsignal hat, aufgrund der einseitigen Ansteuerung, eine Amplitude von 50% des Eingangssignals. Wenn beide Anodenwiderstände identisch wären, dann hätte man an der Anode von V2A eine Signalamplitude von Vin * 4,2 + Vin * 0,5 * 0,75 = Vin * 4,2 + Vin * 0,375 = Vin * 4,575. An der Anode von V2B hätte man dagegen eine Signalamplitude von Vin * 4,2 - Vin * 0,5 * 0,75 = Vin * 4,2 - Vin * 0,375 = Vin * 3,825. Man erhält eine Abweichung der Amplituden von +/-9% zum Mittelwert Vin * 4,2 Die Anodenwiderstände weichen jedoch mit 27kOhm und 30kOhm nur um +/-5% vom Mittelwert 28,5kOhm ab. Ein Grund für diese Abweichung könnte sein, dass die Annahme, dass das Kathodenpotential sich mit 0,95 * dUi ändert zu hoch gegriffen ist. Sie ist vom Kathodenfolger abgeleitet. Durch die Wirkung des Anodenwiderstandes sinkt jedoch das Anodenpotential ab, wenn das Kathodenpotential ansteigt, womit dem Stromanstieg durch die Röhre entgegengewirkt wird.

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Es soll nun versucht werden, diesen Faktor genauer zu bestimmen. Für einen DC-Wert der Spannung V1 im Ersatzschaltbild von 88V wurde bereits ein Kathodenpotential von 97,5V bestimmt. Der dazugehörige Arbeitspunkt ist orangefarben in das untenstehende Diagramm eingezeichnet.

Auszug Datenblatt General Electric 12AU7 1956

Nun soll diese Bestimmung für ein Potential des Steuergitters von 118V wiederholt werden. Die Potentialerhöhung von 20V (gegenüber 88V) wird willkürlich angenommen, um mit einer ausreichenden Ablesegenauigkeit den tatsächlichen Verstärkungsfaktor in Bezug auf das Kathodenpotential zu bestimmen. Der sich mit dieser angenommenen Potentialerhöhung einstellende Arbeitspunkt wird iterativ aus dem obenstehenden Diagramm ermittelt und in blau in dieses eingetragen: Es wird zunächst angenommen, das Kathodenpotential sei 118V + 5V = 123V. Daraus folgt ein Anodenstrom von 123V/36kOhm = 3,42mA. Die Spannung zwischen Anode und Kathode ist 360V – 3,42mA * 28,5kOhm - 93V = 169V Aus dem Diagramm folgt, dass die Gitterspannung als zu gering angenommen wurde, denn zu 3,4mA und 169V gehört eine Gitterspannung von ca. –7,5V.

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Verstärker MC-60

Es wird nun angenommen, das Kathodenpotential sei 118V + 7V = 125V. Daraus folgt ein Anodenstrom von 125V/36kOhm = 3,47mA. Die Spannung zwischen Anode und Kathode ist 360V – 3,47mA * 28,5kOhm - 93V = 168V Man erkennt, dass sich mit einer Gitterspannung von -7,5V eine hinreichende Übereinstimmung ergibt. Es ergibt sich damit ein Kathodenpotential von 3,47mA * 36kOhm = 125V Damit folgt ein Verstärkungsfaktor von: dUa/dUi = ( 125V – 97,5V) / (118V – 88V) = 27,5V / 30V = 0,92. Man erkennt, dass die Abweichung zur ursprünglichen Annahme weit geringer ist, als dass sie die Abweichung zwischen den genannten Amplituden- und Widerstandsverhältnissen erklären könnte. Dieser Punkt muss im Rahmen der theoretischen Betrachtung offen bleiben und noch einmal im Rahmen der Inbetriebnahme anhand der tatsächlichen Messergebnisse betrachtet werden.

Die deutlichen Unterschiede zwischen den Kennlinienfeldern und Kenndaten der 12AX7 und der 12AU7 zeigen, dass die 12AX7 für die hohe Verstärkung kleiner Signale gedacht ist, während die 12AU7 für einen möglichst hohen Aussteuerbereich optimiert ist.

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Verstärker MC-60

Die Dritte Stufe Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung der dritten Stufe. Von Endstufe (Versorgungsspg. und Mitkopplung)

R17 12K 1% 2W

C9 0.22uF 630V

1

Zu Treiberstufe R21 1M

Von Differenzverstärkerstufe

C7 47nF 630V 2 R14 220K

3

V3A 12BH7

R18 1K2

Symmetrische Ansteuerung

R19 120K

R22 820K

8

-TS

R15 220K

Von Differenzverstärkerstufe

V3B 12BH7

C8 47nF 630V 7

R23 1M

6

Zu Treiberstufe

R20 12K 1% 2W

C10 0.22uF 630V

Von Endstufe (Versorgungsspg. und Mitkopplung)

Die Schaltung der dritten Stufe

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Diese Stufe wird aus den Anodenwicklungen des Ausgangstrafos gespeist. Im Leerlauf liegt die Endstufen-Versorgungsspannung an diesen von der Endstufe rückgeführten Speiseleitungen an. Zunächst werden die Verhältnisse an der Schaltung im Leerlauf betrachtet. Hierzu wird die Stufe wie bereits bei der Phasensplitterstufe geschehen, in zwei voneinander unabhängige Zweige geteilt. Es ergibt sich, für einen Zweig, das folgende Ersatzschaltbild.

+ES = 430V (Leerlauf)

1

R17 12K 1% 2W

2

3

V3A 12BH7

R18A 2K4

Ersatzschaltbild zur Bestimmung des Arbeitspunkts für einen Zweig der dritten Stufe

Im Unterschied zur Phasensplitterstufe liegen hier die Steuergitter im Ruhezustand auf Massepotential.

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Es wird die Arbeitsgerade (orange) in das untenstehende Kennlinienfeld eingetragen: -

Leerlaufpunkt: 430V/0mA Kurzschlusspunkt: 430V / (12kOhm + 2,4kOhm) = 0V/30mA

Es wird die Gittergerade (blau) in das untenstehende Kennlinienfeld eingetragen: -

Schnittpunkt mit der Kurve für Gitterspannung –5V: Schnittpunkt mit der Kurve für Gitterspannung –15V:

5V / 2,4kOhm = 2,1mA 15V / 2,4kOhm = 6,25mA

Auszug Datenblatt General Electric 12BH7 1955

Man kann einen Anodenstrom von 7,5mA bei einer Gitterspannung von –17V ablesen. Damit ergibt sich ein Kathodenpotential von 17V (Angabe McIntosh 16,5V) Das Anodenpotential ist 430V – (7,5mA * 12kOhm) = 340V (Angabe McIntosh 340V)

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Im Datenblatt fehlt ein Diagramm für die Ermittlung von Verstärkungsfaktor mü und Innenwiderstand Rp. Daher werden die im Datenblatt angegebenen typischen Werte verwendet: mü = 16,5 Rp = 5,3kOhm Diese Werte beziehen sich auf 250V Anodenspannung und 11,5mA Anodenstrom. Die tatsächlichen Werte werden aufgrund der hier vorhandenen höheren Anodenspannung und des geringeren Anodenstroms etwas abweichen. Der äußere Widerstand Ra ist 12kOhm parallel 1MOhm (Gitterwiderstand der Folgestufe), das ist näherungsweise 12kOhm. Die Verstärkung der Stufe selbst (noch ohne den Einfluss der Mitkopplung aus der Endstufe) ist: V = - mü * Ra / (Rp + Ra) = -16,5 * 12kOhm / (5,3kOhm + 12kOhm) = 11,4. Hierbei ist zu beachten, dass diese Differenzverstärkerstufe symmetrisch angesteuert wird. Damit ist das Kathodenpotential (bei der Annahme idealer und identischer Eigenschaften der Röhrensysteme) zeitlich konstant und es ist kein Gleichtaktsignal vorhanden.

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Damit ergäben sich die folgenden Verhältnisse, wenn die Mitkopplung nicht wirksam wäre, was mit dem Anliegen einer konstanten Versorgungsspannung von 430V identisch wäre:

+ES = 430V (Leerlauf)

1

R17 12K

2

5,7Vpp

V1 V3A 12BH7

11,4Vpp

3

0.5Vpp

V4 = 17V

8

1Vpp

V2

V3B 12BH7

0,5Vpp

5,7Vpp

6

7

R20 12K

+ES = 430V (Leerlauf)

Die Verhältnisse an der Differenzverstärkerstufe, wenn keine Mitkopplung vorhanden wäre

Die Ausgangsspannung dieser Stufe wird von der Endstufe massebezogen weiterverstärkt. Da die Endstufe im B-Betrieb arbeitet, ist zu jeden Zeitpunkt nur eine Halbwelle wirksam. Daher hat die Stufe eine wirksame Verstärkung von 5,7. In der realen Schaltung kommt die Anodenversorgung der Schaltung jedoch nicht als Gleichspannung aus dem Netzteil sondern wird von der Anode der jeweils gegenüberliegenden Endröhre abgenommen. Das Signal an der Anode der jeweils gegenüberliegenden Endröhre ist mit dem Signal der jeweils betrachteten Anode der 12BH7 phasengleich.

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Wenn, infolge der beginnenden negativen Halbwelle des am Gitter wirkenden Signals, der Anodenstrom des betrachtete Triodensystem der 12BH7 zurückgeht, dann nimmt in Folge der Mitkopplung gleichzeitig die wirksame Versorgungsspannung zu und unterstützt damit den Anstieg des Anodenpotentials. Wenn das betrachtete Triodensystem der 12BH7 infolge der beginnenden positiven Halbwelle am Gitter stärker ausgesteuert wird, dann geht gleichzeitig die wirksame Versorgungsspannung zurück, womit das Anodenpotential noch weiter absinkt. Die folgende Abbildung zeigt das Prinzip der Mitkopplung:

Von Endstufe (Versorgungsspg. und Mitkopplung)

R17 12K 1% 2W

C9 0.22uF 630V

Endstufe

1

Treiberstufe

R21 1M

Von Differenzverstärkerstufe

C7 47nF 630V 2 R14 220K

3

V3A 12BH7

LS1 SPEAKER R18 1K2

Symmetrische Ansteuerung

R19 120K

R22 820K +ES

8

-TS

R15 220K

Von Differenzverstärkerstufe

V3B 12BH7

C8 47nF 630V 7

Treiberstufe

Endstufe

6

R23 1M

R20 12K 1% 2W

C10 0.22uF 630V

Von Endstufe (Versorgungsspg. und Mitkopplung)

Das Prinzip der Mitkopplung Bei Abwesenheit eines Signals gelangt die Endstufen-Versorgungsspannung +ES an die beiden Anoden der 12BH7. Im Fall der Vollaussteuerung ist die Spannung +ES der Mittelwert des rückgeführten Signals.

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Für die Betrachtung der Stufe in Verbindung mit der Mitkopplung ist es zweckmäßig, Vollaussteuerung anzunehmen. Bei Vollaussteuerung sinkt die Endstufenversorgung von 430V auf 365V. Damit verändert sich auch der Arbeitspunkt der betrachteten Stufe, der daher in der Folge für den Fall der Vollaussteuerung noch einmal ermittelt wird. Hierzu wird die bereits im vorigen Schritt gezeichnete Arbeitsgerade im untenstehenden Kennlinienfeld so parallelverschoben, dass ihr Leerlaufpunkt bei 365V/0mA ist:

Auszug Datenblatt General Electric 12BH7 1955 Es ergibt sich ein Anodenstrom von 6mA. Damit ergibt sich ein mittleres Anodenpotential von: 365V – 6mA * 12kOhm = 293V (Angabe McIntosh 285V) Das Kathodenpotential ist 14,4V (Angabe McIntosh 15V) Nun soll die Amplitude des Wechselanteils des rückgeführten Signals an der Aussteuerungsgrenze bestimmt werden. Hierzu wird angenommen, dass die Restspannung über der leitenden Endröhre an der Aussteuerungsgrenze 35V sei. Die anoden- und kathodenseitigen Wicklungen des Ausgangsübertragers sind gleich groß. Seite 4- 34

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Damit liegt an jeder Wicklung die folgende Spannung: (365V – 35V) / 2 = 165V. Das an die dritte Stufe rückgeführte Signal überstreicht also einen Spannungsbereich von 365V +/-165V = 200V..530V. Die folgende Abbildung veranschaulicht diese Verhältnisse: +365V +/-165V

R17 12K 1% 2W

CH1 tbd

1

35V

3

C9 0.22uF 630V V5A 6550

R21 1M

R34 220R 1W 4

C7 47nF 630V

5 2

leitet

R14 220K

8

V3A 12BH7 3

M-172 1_CFB_HI

1_ANODE

165V 165V R18 1K2

R19 120K

R22 820K

+365V

CFB_LO

+ES

165V 165V 2_ANODE

R15 220K

8

8

2_CFB_HI

V3B 12BH7

sperrt

C8 47nF 630V 7

5

695V

4 V6A 6550

R35 220R 1W

3

6

R23 1M

R20 12K 1% 2W

C10 0.22uF 630V CH2 tbd

+365V +/-165V

Herleitung des Spannungshubs auf den Mitkopplungsleitungen

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Im nun folgenden Schritt soll die Verstärkung von den Anoden der 12BH7 zu den Anoden der jeweils angesteuerten Endröhren abgeschätzt werden.

1

Die folgende Zeichnung zeigt die Schaltung der Endstufe:

R17 12K 1% 2W

CH1 tbd V5A 6550

1

2

3

C9 0.22uF 630V

R21 1M

R34 220R 1W

V4A ECC83/12AX7 5

3

C7 47nF 630V

4

2 R24 220K

R14 220K

R32 220K

8

V3A 12BH7 3

M-172 1_CFB_HI

R18 1K2

R19 120K

1_ANODE

LS1 SPEAKER

R22 820K CFB_LO

-TS

+ES

2_ANODE

R15 220K

8

8

2_CFB_HI

V3B 12BH7

R25 220K

C8 47nF 630V

R33 220K

7 8

5 R23 1M

4 V4B ECC83/12AX7

V6A 6550

R35 220R 1W

3

6

7

R20 12K 1% 2W

C10 0.22uF 630V

6

CH2 tbd

Die Schaltung der Endstufe

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Da keine Erfahrungen oder andere Quellen zu Unity-Coupled-Endstufen vorliegen, wird die folgende Betrachtung auf die Angaben von McIntosh aufgebaut. McIntosh gibt für Vollaussteuerung (60W) eine Wechselspannungsamplitude von 106V eff. an den Anoden der Endröhren an. Dies entspricht 150Vp. Dies ist eine hinreichende Übereinstimmung mit dem im Rahmen dieser Betrachtung bereits abgeschätzen Wert von 165Vp an der Clip-Grenze der Endstufe. Für die Wechselspannung an den Kathoden wird 110V eff angegeben. McIntosh gibt eine Gitter-Wechselspannung von 148V für die Endröhren an. Die Endstufe hätte damit eine Spannungsverstärkung von: 148V/110V = 0,74. Dieser Wert wird den folgenden Betrachtungen zu Grunde gelegt.

Bei Vollaussteuerung ergibt sich ein Spannungshub an den Anoden der 12BH7 von +/-165V / 0,74 = +/-223V An der Anode des gerade durchgesteuerten Systems der12BH7 ergibt sich ein Extremwert von: 293V –222V = 70V. An der Anode des gegenüberliegenden Systems ergibt sich ein Extremwert von: 293V + 223V = 516V. Die wirksame Versorgungsspannung des gerade durchgesteuerten Systems ist: 365V – 165V = 200V. Der Anodenstrom ist somit: (200V – 70V) / 12kOhm = 10,8mA Die wirksame Versorgungsspannung des gegenüberliegenden Systems ist: 365V + 165V = 530V. Der Anodenstrom ist somit: (530V –516V) / 12kOhm = 1,17mA Die Summe beider Anodenströme ist: 10,8mA + 1,17mA = 12mA. Zu Beginn der Betrachtung wurde ein Ruhestrom von 6mA pro Zweig entsprechend 12mA für beide Zweige ermittelt. Man erkennt, dass die Summe der Ströme durch beide Zweige im Ruhezustand und bei Vollaussteuerung gleich ist, womit die Konsistenz der bisherigen Betrachtungen gezeigt ist. McIntosh gibt eine Wechselspannung von 0,52V eff über dem Kathodenwiderstand an. Dies entspricht 1,47Vpp. Dies entspräche einer Stromwelligkeit von 1,47Vpp / 1,2kOhm = 1,22mApp. Dies entspricht einer Welligkeit von +/-5% des Mittelwerts von 12mA. Die Spannung zwischen Anode und Kathode des durchgesteuerten Systems ist: 70V – 14,4V = 56V Die Spannung zwischen Anode und Kathode des gegenüberliegenden System ist: 516V – 14,4V = 502V

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In das untenstehende Kennlinienfeld werden die Punkte 56V/10,8mA und 516V/1,17mA eingetragen, um die Arbeitsgerade der Stufe (orange) bei wirksamer Mitkopplung zu zeichnen:

Auszug Datenblatt General Electric 12BH7 1955

Die Gerade hat die folgende Steigung: (516V – 56V) / (10,8mA – 1,17mA) = 460V / 9,63mA = 48 kOhm Die Gerade schneidet die 0mA-Achse bei: 485V + 460V * 1,17mA/9,63mA = 540V Durch den Einfluss der Mitkopplung verhält sich die Schaltung somit wie eine Verstärkerstufe mit einem äußeren Widerstand von 48kOhm, die mit 540V versorgt wird. Mit einem äußeren Widerstand von 48 kOhm ergäbe sich die folgende Verstärkung für die dritte Stufe: V = - mü * Ra / (Rp + Ra) = -16,5 * 48kOhm / (5,3kOhm + 48kOhm) = -14,9.

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McIntosh gibt 148V/11.6V = 12,8 bzw. 148V/11,2V = 13,2 für das zweite Röhrensystem an.

Es soll noch eine andere Form der Modellierung betrachtet werden: Es wurde bereits eine Spannungsverstärkung von 0,74 zwischen den Anoden der 12BH7 und den Anoden der jeweils angesteuerten Endröhren eingeführt. Diese wird nun ins Kleinsignal-Ersatzschaltbild eines Zweiges der Differenzverstärkerstufe einbezogen. Die folgende Skizze zeigt das Kleinsignal-Ersatzschaltbild eines Zweiges, wenn keine Mitkopplung vorhanden wäre:

12BH7

Rp 5K3 Vout

V1 mü * Ugk

Ra 12K

Kleinsignal-Ersatzschaltbild eines Zweiges der dritten Stufe ohne Mitkopplung

Nun wird die Mitkopplung hinzugefügt:

12BH7

Rp 5K3 Vout

V1 mü * Ugk

Ra 12K

V_feedback mü * Ugk * 0,74

Kleinsignal-Ersatzschaltbild eines Zweiges der dritten Stufe mit Mitkopplung Die Spannungsquellen V1 und V_feedback sind in Phase. Damit kann Die Serienschaltung aus Ra und V_feedback als äquivalenter Widerstand dargestellt werden: Die Spannung V1 sei +10V. Dann ist die Spannung V_Feedback 7,4V. Durch Rp und Ra fließt ein Strom von: (10V – 7,4V) / (5,3kOhm + 12kOhm) = 0,15mA. Die Serienschaltung von Rp, Ra und V_feedback verhält sich somit wie ein Widerstand mit dem Wert: 10V / 0,15mA = 66kOhm. Die Serienschaltung aus Ra und Rp entspricht somit 66kOhm – 5,3kOhm = 61kOhm. Seite 4- 39

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Man erkennt eine Differenz von +26% zum zuvor auf andere Weise ermittelten Wert von 48 kOhm.

Die Verstärkung der Stufe in Bezug auf die verschiedenen Möglichkeiten der Auskopplung der Signale wird in der folgenden Abbildung gezeigt:

Mitkopplung

1

R17 12K

2

7,45Vpp

V1 V3A 12BH7

14,9Vpp

3

0.5Vpp

V4 = 14,4V

8

1Vpp

V2

V3B 12BH7

0,5Vpp

7,45Vpp

6

7

R20 12K

Mitkopplung

Veranschaulichung der Verstärkung der Stufe Da jeweils nur eines der beiden Ausgangssignale die von ihm angesteuerte Endröhre aufsteuert, während die gegenüberliegende Endröhre gesperrt ist, sind die massebezogenen Ausgangsspannungen von Bedeutung. Da die Schaltung symmetrisch angesteuert wird, ergibt sich eine Verstärkung von 7,45 vom symmetrischen Eingangssignal zum massebezogenen Ausgangssignal.

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Die Kathodenfolgerstufe Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung der Kathodenfolgerstufe.

1

Von Endstufe (Versorgungsspg. und Mitkopplung)

C9 0.22uF 630V

Von Differenzverstärkerstufe

2 R21 1M

V4A ECC83/12AX7 3

Zu Endstufe

R24 220K

R19 120K

R22 820K -TS

R25 220K

8

Zu Endstufe

R23 1M

Von Differenzverstärkerstufe

V4B ECC83/12AX7 7

6

C10 0.22uF 630V

Von Endstufe (Versorgungsspg. und Mitkopplung)

Die Kathodenfolgerstufe

Seite 4- 41

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Die Kathodenfolgerstufe stellt ein niederohmiges Ansteuersignal für die Endröhren bereit. Damit kann die Millerkapazität der Endstufe schnell umgeladen werden. Die Triodensysteme V4A und V4B arbeiten als Kathodenfolger mit einer Verstärkung von ca. 0,98. (mü der 12AX7 ist ca. 100) Die negative Versorgungsspannung –TS ist mit der positiven Versorgungsspannung +Es nahezu betragsgleich. Sie beträgt ungefähr -430V im Leerlauf und ungefähr –365V bei Vollaussteuerung. Damit ergibt sich folgendes Potential der Steuergitter von V4A und V4B: Im Leerlauf: Bei Vollaussteuerung:

-430V * 120K / (120K + 820K) = -55V -365V * 120K / (120K + 820K) = -46,6V

Diese Potentiale entsprechen näherungsweise den Potentialen der Steuergitter der Endröhren (im Ruhezustand bzw. im Nulldurchgang des Audio-Signals) Mit ihnen wird daher der Ruhestrom der Endröhren bestimmt.

Es fällt auf, dass in dieser Schaltung die zulässigen Spannungen zwischen Anode und Kathode der Röhre 12AX7 weit überschritten werden: Im Leerlauf liegen an den Anoden der 12AX7 +430V. An den Kathoden liegen dagegen –55V. Damit liegen zwischen Anode und Kathode der 12AX7 485V an. Der Grenzwert (Datenblatt General Electric 1953) ist 300V.

Seite 4- 42

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Verstärker MC-60

Es soll nun das Potential der Kathoden im Leerlauf ermittelt werden. In das nachstehende Kennlinienfeld wird die Arbeitsgerade der Stufe eingetragen: Der Leerlaufpunkt der Arbeitsgeraden (orange) ist: 860V / 0mA. Der Kurzschlusspunkt der Arbeitsgeraden ist: 0V / 860V/220kOhm = 0V / 3,9 mA. Diese Punkte können nicht mehr in das Diagramm eingezeichnet werden. Es werden daher die folgenden Ersatzpunkte verwendet: 400V mit ( 860V - 400V ) / 860V * 3,9mA = 2,1mA 100V mit ( 860V – 100V ) / 860V * 3,9mA = 3,45mA Es wird zunächst eine Gitterspannung von –5V angenommen. Der Strom durch die Kathodenwiderstände ist dann: (430V – 55V +5V) / 220kOhm = 380V / 220kOhm = 1,73mA. Dieser Strom wird als blaue Gerade in das Kennlinienfeld eingezeichnet. Durch Extrapolation kann man in der Folge eine tatsächliche Gitterspannung von –3,8V abschätzen.

Auszug Datenblatt 12AX7 General Electric 1953

Seite 4- 43

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Es soll nun das Potential der Kathoden ermittelt werden, dass sich bei Vollaussteuerung (im Moment des Nulldurchgangs des Signals) einstellt. Hierzu wird die Arbeitsgerade, unter Berücksichtigung der bei Vollaussteuerung reduzierten Versorgungsspannung, in das untenstehende Kennlinienfeldd eingetragen: Der Leerlaufpunkt der Arbeitsgeraden (orange) ist: Der Kurzschlusspunkt der Arbeitsgeraden ist:

730V / 0mA. 0V / 730V/220kOhm = 0V / 3,3 mA.

Der Leerlaufpunkt kann nicht mehr in das Diagramm eingezeichnet werden. Es wird daher der folgenden Ersatzpunkte verwendet: 400V mit ( 730V - 400V ) / 730V * 3,3mA = 1,5mA Es wird zunächst eine Gitterspannung von –3V angenommen. Der Strom durch die Kathodenwiderstände ist dann: (365V – 46,6V +3V) / 220kOhm = 321V / 220kOhm = 1,46mA. Dieser Strom wird als blaue Gerade in das Kennlinienfeld eingezeichnet. Durch Extrapolation kann man auch hier eine tatsächliche Gitterspannung von –3,5V abschätzen.

Auszug Datenblatt 12AX7 General Electric 1953

Seite 4- 44

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Damit ergibt sich folgendes Potential der Kathoden von V4A und V4B und damit auch der Steuergitter der Endröhren: Im Leerlauf: Bei Vollaussteuerung:

-430V * 120K / (120K + 820K) + 3,5V = -51,5V -365V * 120K / (120K + 820K) + 3,5V = -43,1V

McIntosh gibt sowohl für den Leerlauf als auch für Vollaussteuerung –45V an. Dass es hier keinen Unterschied zwischen Leerlauf und Volllast gibt scheint für einen Fehler in diesen Angaben zu sprechen. Neben dem Grenzwert für die Spannung zwischen Anode und Kathode wird auch der Grenzwert für die Spannung zwischen Heizfaden und Kathode der 12AX7 von +/-180V deutlich überschritten.

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Der Tatsache der Überschreitung der Spannungsgrenzwerte der 12AX7 wurde bei McIntosh beim Nachfolgemodell MC-75 (1963) damit begegnet, dass man zum Einen die 12AX7 durch die belastbareren Typen 12AZ7 oder 12AT7 ersetzt hat und zum Anderen eine separate Wicklung des Ausgangsübertragers zur Auskopplung des Feedback-Signals vorgesehen hat. Die Mittelanzapfung dieser Wicklung ist an eine gegenüber der Endstufenversorgung herabgesetzten Gleichspannung gelegt.

1

Die folgende Abbildung zeigt, wie eine theoretisch denkbare Übertragung dieses Prinzips auf die Schaltung des MC-60 aussehen könnte:

R17 12K 1% 2W

CH1 tbd V5A 6550

1

2

3

C9 0.22uF 630V

R21 1M

R34 220R 1W

V4A ECC83/12AX7 5

3

C7 47nF 630V

4

2 R24 220K

R14 220K

R32 220K

3

8

V3A 12BH7

1_CFB_HI

R18 1K2

R19 120K

1_ANODE

1_FB

LS1 SPEAKER

R22 820K CFB_LO

-TS

+ES

2_ANODE

2_FB

R15 220K

8

8

2_CFB_HI

+VS

V3B 12BH7

R25 220K

C8 47nF 630V

R33 220K

7 8

5 R23 1M

4 V4B ECC83/12AX7

V6A 6550

R35 220R 1W

3

6

7

R20 12K 1% 2W

C10 0.22uF 630V

6

CH2 tbd

Theoretisch denkbare Übertragung des Prinzips der Ableitung des Feedbacks von einer zusätzlichen Wicklung, wie es beim MC-75 eingesetzt wird auf die Schaltung des MC-60 In der Praxis ist die Umsetzung dieses Konzeptes nicht ohne Weiteres möglich, da die entsprechenden Übertrager nicht auf dem Markt angeboten werden. Wenn die Anodenversorgung bereits anliegen würde, bevor die Röhren 12AX7 geheizt sind, dann würde die doppelte Leerlauf-Anodenversorgungsspannung von 860V zwischen Anode und Kathode der 12AX7 anliegen. Dies würde die Grenzwerte erheblich überschreiten. Daher ist eine verzögerte Zuschaltung der Anodenspannung, wie sie durch die Verwendung eines Röhrengleichrichters im Netzteil gegeben ist, notwendig. Seite 4- 46

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Die Endstufe Die Anoden- und die kathodenseitigen Wicklungen des Ausgangsübertragers haben die selbe Windungszahl. (Daher der Name „Unity-Coupled“) Damit wird eine starke lokale Gegenkopplung innerhalb der Endstufe erreicht. Bei zunehmender Aussteuerung nimmt das Anodenpotential der Endröhre um den gleichen Betrag ab, wie das Kathodenpotential dieser Röhre zunimmt. Um die Aussteuerbarkeit der Endröhren zu erhöhen, wird eine Schirmgitter-Mitkopplung vorgenommen. Hierbei werden die Schirmgitter der Endröhren mit der Anode der gegenüberliegenden Endröhre verbunden. Aus der vorigen Betrachtung folgt, dass das Potential der Anode der gegenüberliegenden Endröhre wechselspannungsmäßig exakt dem Potential der Kathode der betrachteten Endröhre folgt. Damit führt diese Mitkopplung dazu, dass die Spannung zwischen Kathode und Schirmgitter der Endröhren unabhängig von der momentanen Aussteuerung konstant ist. Damit ist der Arbeitspunkt der Endröhren weitgehend unabhängig von der Aussteuerung, was verzerrungsmindernd wirkt. Da uns die Daten des in der Originalschaltung des MC-60 verwendeten Ausgangsübertragers M172 nicht vorliegen, wird die folgende Betrachtung mit den Daten des in unserem Aufbau verwendeten Ringkern-Ausgangsübertragers VDV1070UC vorgenommen. Die Angaben im Datenblatt des Übertragers sind teilweise mißdeutig und unvollständig. In den Büchern von Van der Veen finden sich jedoch weitere Angaben. Mit einer Plausibilitäsbetrachtung kommt man schlussendlich zu nachvollziehbaren und sinnvollen Angaben.

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Die folgende Skizze fasst den Aufbau des VDV1070UC zusammen: 2_ANODE

n * 7,071

+ES

n * 7,071

Z = 5 Ohm

n

1_ANODE

1_CFB_HI

n * 7,071

FB

n

1_CFB_LO

2_CFB_LO

n * 7,071 2_CFB_HI

Aufbau des Ausgangsübertragers VDV1070UC

Es wurde bereits gezeigt, dass sich an der Aussteuerungsgrenze eine Spannung von 165Vp an den Anodenwicklungen (und an den Kathodenwicklungen) aufbaut. An der Lautsprecherwicklung ergibt sich damit eine Spannung von 165Vp / 7,071 = 23,3Vp. Dies entspricht 16,5V eff. An 5 Ohm entsteht damit eine Verlustleistung von 54,5W. Würde man an die Wicklung eine Impedanz von 4 Ohm anschließen, erhielte man eine Verlustleistung von 68W. Diese Werte sind in Bezug auf die Leistungsangabe von 60W der McIntosh-Originalschaltung und in Bezug auf die Leistungsangabe von 70W des VDV1070UC plausibel.

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Es soll nun die für die Endröhren wirksame Impedanz im B-Betrieb bestimmt werden. Die folgende Skizze illustriert die Verhältnisse an der Endstufe im B-Betrieb:

VDV1070UC +ES

stromdurchflossen n * 7,071

3

1_ANODE V5A 6550

4

leitet

5

8

1_CFB_HI

stromdurchflossen n * 7,071 1_CFB_LO

n

Z = 5 Ohm

2_CFB_LO

stromlos

n * 7,071

V6A 6550

8

2_CFB_HI

5

sperrt

3

4

stromlos

2_ANODE

n * 7,071 +ES

Die Endstufe im B-Betrieb

In der Skizze ist die Situation dargestellt, in der die obere Endröhre leitet und die untere Endröhre sperrt. Damit sind die beiden unteren Primärwicklungen stromlos. Damit geht von diese Wicklungen kein Einfluss auf den magnetischen Fluss im Kern aus.

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Die stromdurchflossene kathodenseitige Wicklung und die stromdurchflossene anodenseitige Wicklung sind magnetisch gekoppelt und in Serie geschaltet. Damit verhalten sie sich wie eine einzelne Wicklung mit der 14,142-fachen Windungszahl der Sekundärwicklung. Damit ist primärseitig insgesamt eine Impedanz von 14.142 2 * 5 Ohm = 200 * 5 Ohm = 1kOhm wirksam.

Im A-Betrieb sind dagegen alle 4 Primärwicklungen stromdurchflossen. Sie sind wechselspannungsmäßig in Serie geschaltet und magnetisch gekoppelt. Damit wirken sie wie eine Wicklung mit der 28,284-fachen Windungszahl der Sekundärwicklung. Damit ist primärseitig insgesamt eine Impedanz von 28,2842 * 5 Ohm = 800 * 5 Ohm = 4kOhm wirksam. Jede einzelne Endröhre „sieht“ davon 2kOhm. Da jedoch beide Endröhren gleichzeitig einen betragsgleichen Beitrag zum Ausgangssignal leisten wirken die beiden auf die einzelne Röhre wirkenden Impedanzen von 2kOhm auf das Ausgangssignal wie parallelgeschaltet, womit sich wieder eine Impedanz von 1kOhm ergibt.

Zunächst soll der Arbeitspunkt der Endröhren im Leerlauf ermittelt werden. Es wurde bereits ein Potential von –51,5V an den Steuergittern der Endröhren ermittelt. McIntosh gibt jedoch –45V an. An den Schirmgittern der Endröhren liegt eine Spannung von 430V. Es stehen nur die auf der Folgeseite gezeigten Kennlinienfelder mit Schirmgitterspannungen von 250V und 300V zur Verfügung. Auf deren Basis muss extrapoliert werden. An der Anodenstromlinie für –35V Gitterspannung kann man eine Zunahme des Gitterstroms von ca. 5mA auf ca. 15mA ablesen, wenn man die Schirmgitterspannung von 250V auf 300V erhöht. Bei den in Frage kommenden Gitterpotentialen von –51,5V bzw. –45V wird man daher bei 430V Anodenströme in der Größenordnung 5..10mA vorfinden.

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Auszug Datenblatt General Electric 6550-A 1972

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Für die weitere Betrachtung des Verhaltens bei Vollaussteuerung im B-Betrieb wird die Kennlinie für 300V verwendet. Die Schirmgitterspannung ist hier um den Spannungsabfall an den Schirmgitterwiderständen geringer als die Versorgungsspannung von 365V. McIntosh gibt 360V an. Das ist eine Abweichung von +20% zu 300V. Das Diagramm ist also noch mit Einschränkungen verwendbar. Zunächst wird die DC-Arbeitsgerade (orange) eingezeichnet, ausgehend vom Leerlaufpunkt (= Nulldurchgang bei Vollaussteuerung) 365V/0mA. Da für DC nur die (hier vernachlässigten) Kupferwiderstände wirksam sind, steht die Gerade senkrecht. Dann wird die AC-Arbeitsgerade, mit einer Steigung von 1kOhm (blau), für eine sekundärseitige Last von 5Ohm, ausgehend vom DC-Arbeitspunkt (ca. 5mA bei 365V) eingezeichnet:

Auszug Datenblatt General Electric 6550-A 1972 Man erkennt, dass die Aussteuerungsgrenze tatsächlich bei 40V zwischen Anode und Kathode der Röhre erreicht wird. Bei den Betrachtungen in den vorangegangenen Abschnitten wurde zunächst 35V angenommen Es soll noch einmal eine Plausibilitätsbetrachtung vorgenommen werden: An der Aussteuerungsgrenze liegen über den beiden stromführenden Primärwicklungen 365V – 40V = 325V an. Es fließt ein Anodenstrom von 320mA. Dies entspricht einer Momentanleistung von 325V * 0,32A = 104W. Dies entspricht einer Effektivleistung von 52W. Dies steht im Einklang mit der zuvor auf anderem Weg ermittelten Leistung an der Aussteuerungsgrenze von 54,4W bei 5 Ohm.

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Mit dem obigen Kennlinienfeld kann nun auch die Spannungsverstärkung der Endstufe abschliessend bestimmt werden. Für Vollaussteuerung wird ein Gitterspannungsbereich von ca. 50V (Extrapolation auf 360V) überstrichen. Mit diesem wird ein Spannungshub an Anode bzw. Kathode von ca. 165V bewirkt. Damit benötigt die Stufe einen überstrichenen Eingangsspannungsbereich von 165V + 50V = 215V. Damit ist die Spannungsverstärkung 165V / 215V = 0,76. Die Spannungsverstärkung der Kathodenfolgerstufe ist ca. 0,98. Es ergibt sich eine Gesamtverstärkung von Endstufe und Kathodenfolgerstufe von 0,98 * 0,76 = 0,74. Dies entspricht den Angaben von McIntosh, die bereits als Grundlage zur Betrachtung der dritten Stufe verwendet wurden.

Betrachtung des Zusammenwirkens der Stufen und der Über-allesGegenkopplung Es wurden bereits die folgenden Spannungsverstärkungen abgeschätzt: Eingangsstufe: Phasenumkehrstufe (SE zu DIFF): Dritte Stufe (DIFF zu SE mit Mitkopplung): Kathodenfolgerstufe : Endstufe: Ausgangsübertrager: (1/14,142 * 2

47 8,4 7,45 0,98 0,76 0,142

Gesamtverstärkung (open Loop)

311,0

Die Windungszahl der Gegenkopplungswicklung ist gleich der Windungszahl der 5 OhmAusgangswicklung. Das Teilerverhältnis des Gegenkopplungspfades ist: 0,068kOhm / ( 0,068kOhm + 1,3kOhm) = 0,05 Die closed-Loop-Verstärkung ist: Gol / (1 + fb * Gol) = 311 / ( 1 + 0,05 * 311) = 18,8 Der Grenzwert für die closed-Loop Verstärkung für eine unendliche Leerlaufverstärkung wäre 1/0,05 = 20. Die Vollaussteuerung wird, bei 5 Ohm Last, mit 16,5V eff, am Ausgang erreicht. Dafür ist dann eine Eingangsspannung von 16,5V eff/ 17,7 = 0,932V eff. = 1,32Vp erforderlich. Die Ausgangsspannung eines üblichen CD-Players ist ca. 2Vp bei Vollaussteuerung. Das Verhältnis der Open-Loop-Verstärkung zur Closed-Loop-Verstärkung ist: 311 / 18,8 = 16,5 = 24dB

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Das Netzteil Die folgende Abbildung zeigt den Gitter- und Anodenspannungszweig des Netzteils. D203 DHG20I1200PA

R26 1K8 HV 1

3

-TS

+ 4

C13 10uF

V201 5U4GB 8

6

2

4

HV1

V202 5U4GB

330V

Siebdrossel 8

+ES

+ 330V

C11A 35uF

+

C12A 35uF

+

C11B 80uF

+

C12B 80uF

R28 10K 2W

6

230V

2

HV2

+VS 5V1 C11 47uF 450V

5V / 6A 5V2

Das Netzteil (ohne Heizkreis)

Die Anodenspannung wird mit einem Zweiweggleichrichter, der aus zwei parallelgeschalteten Gleichrichterrröhren 5U4GB besteht gleichgerichtet. Es soll nun die benötigte Trafo-Sekundärspannung abgeschätzt werden, da diese im Originalschaltplan vom McIntosh nicht angegeben ist. Im Leerlauf gibt die Gleichrichterschaltung (hinter der Siebdrossel) 430V ab. Es wird ein Leerlaufstrom von 40mA als grobe Schätzung angenommen. Weiterhin wird eine Spannung von 440Vp vor der Siebdrossel angenommen. Bei Vollaussteuerung fließt Strom von 320mAp durch die Endröhren. Dies entspricht einem Strom von 226mA eff. Dies entspricht einem mittleren Gleichstrom von 204mA (Gleichrichtmittelwert = 0,9 * Effektivwert) Für die Stromaufnahme der Vorstufen wird die Größenordnung von 30mA abgeschätzt. Es ergibt sich eine Gesamtstromaufnahme von ca. 230mA. Es wird angenommen, dass sich dieser Strom symmetrisch auf beide Gleichrichterröhren aufteilt. Damit ergibt sich ein Strom von 115mA pro Röhre.

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+

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Der Ladekondensator hinter dem Gleichrichter ist 2 x 35uF. Wenn man ihn symmetrisch auf beide Gleichrichterröhren aufteilt, dann erhält man 35uF pro Gleichrichterröhre. Dies ist nahe an dem Wert 40uF, auf den sich das in der Folge dargestellte Diagramm bezieht. Die beiden Stromwerte 40mA/2 = 20mA und 230mA/2 = 115mA werden als senkrechte Achsen (orange) in das Diagramm eingetragen. Der Spannungswert bei Leerlauf (430V) und bei Vollaussteuerung (365V) werden als waagrechte Achsen (orange ) in das Diagramm eingetragen.

Auszug Datenblatt General Electric 5U4GB 1956 Man erkennt eine gute Übereinstimmung zwischen dem Diagramm und den Spannungsangaben von McIntosh. Durch Interpolation lässt sich eine TrafoSekundärspannung von 320V abschätzen. In dieser Betrachtung ist aber der Spannungsabfall an der Siebdrossel noch nicht enthalten. Daher wird für unsere Version des Verstärkers eine Trafo-Sekundärspannung von 330V gewählt.

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Die Versorgungsspannung für die Eingangsstufe und die Phasensplitter-Stufe wird mit einem RC-Tiefpass von der Endstufenversorgung entkoppelt. Der Wert des Serienwiderstandes (R28) ist 10kOhm. Für die Eingangsstufe wurde bereits ein Ruhestrom von 0,3mA im Leerlauf bestimmt. Für die Phasensplitter-Stufe wurde bereits ein Ruhestrom von 2 x 2,7mA = 5,4mA im Leerlauf bestimmt. Damit ergibt sich ein Stromfluss von 5,4mA + 0,3mA = 5,7mA durch R28. An R28 fällt somit eine Spannung von 5,7mA * 10kOhm = 57V ab. Die Versorgungsspannung „hinter“ R28 ist im Leerlauf somit: 430V – 57V = 373V. McIntosh gibt 360V an.

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Die Modifikationen der Schaltung für die Realisierung unseres Aufbaus Die Vereinfachung der Eingangsstufe: Es wird nur noch ein Eingang vorgesehen. Das Lautstärkepotentiometer wird außerhalb der Baugruppe angebracht. Der Eingang wird kapazitiv gekoppelt. Aus diesem Grund wird R4 von 3,3Mohm auf 1MOhm verringert, da er jetzt als alleiniger Gitterableitwiderstand fungiert. R3 bildet einen Tiefpass mit der Millerkapazität der Eingangsstufe. Die Kapazität zwischen Anode und Gitter wird, im Datenblatt der 12AX7 mit 1,7pF angegeben. Es wird, unter Einbeziehung von Streukapazitäten, eine Gesamtkapazität vom Doppelten dieses Wertes, das ist 3,4pF abgeschätzt. Die Verstärkung der Eingangsstufe ist –47. Damit erhält man eine wirksame Kapazität von 47 * 3,4pF = 160pF. Damit ergibt sich (aus 27kOhm und 160pF) eine Grenzfrequenz von 37kHz. Dies ist an der Grenze. Bei der Inbetriebnahme muss geprüft werden, ob R3 nicht verringert werden muss.

Der AC-Symmetrieabgleich am Eingang der Dritten Stufe: Die Werte von R14 und R15 wurden verringert und es wurde das Potentiometer P101 eingefügt, so dass man die Symmetrie des Ausgangssignals der Phasensplitterstufe abgleichen kann.

Der Biasabgleich für die Endstufe: Der Spannungsteiler für die Biaseinstellung er Endstufe wurde gedoppelt und mittels der Potentiometer P102 und P103 abgleichbar gestaltet. Weiterhin wurden die Widerstände R101 und R102 in die Kathodenzuleitungen der Endröhren eingefügt, um eine Messung der Ruheströme zu ermöglichen. Diese Widerstände haben einen Wert von 1 Ohm und einen Toleranz von 1%. Sie sind von der Belastbarkeit her weit überdimensioniert, um eine Zerstörung der Widerstände bei einem kurzschließende Fehler an den Endröhren zu vermeiden.

Die optionale Bestückung der Kathodenfolgerstufe mit der Röhre 6SN7: Es wurde bereits gezeigt, dass die Röhre 12AX7 in der Kathodenfolgerstufe weit über ihren Grenzwerten betrieben wird. Es stellt sich die Frage, ob dies auch mit Röhren 12AX7 aus heutiger Produktion möglich ist. Daher wurde eine alternative Bestückungsmöglichkeit mit zwei Röhren 6SN7 vorgesehen. Die 6SN7 hat folgende Grenzdaten: Anoden-Gleichspannung: 450V Anoden-Spitzenspannung: 1500V Spannung zwischen Kathode und Heizung: +100V/-200V DC, +/-200V peak. Um die Spannung zwischen Kathode und Heizfaden in den zulässigen Grenzen zu halten, werden zwei getrennte Röhren für den oberen und den unteren Zweig vorgesehen. Beide Röhren werden aus jeweils einer separaten, potentialfreien Heizwicklung versorgt. Die Heizwicklungen werden jeweils über 10kOhm an die dazugehörige Kathode angebunden. Beide Systeme der 6SN7 werden parallelgeschaltet. Im Bedarfsfall kann man durch das Entfernen von 0R0-Brücken diese Parallelschaltung aufheben. Seite 4- 57

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Der Verstärkungsfaktor mü der 6SN7 beträgt 20. Das liegt deutlich unter dem Wert von 100, den die 12AX7 aufweist. Die Verstärkung der Kathodenfolgerstufe wird damit auf ungefähr 0,9 sinken. Damit sinkt die Gesamt-Spannungsverstärkung aus Kathodenfolgerstufe und Endstufe von 0,74 auf 0,68, also um 8%. Die Arbeitsweise der Mitkopplung dürfte damit nur wenig beeinträchtigt werden. Bei der Inbetriebnahme ist an dieser Stelle besonderes Augenmerk erforderlich.

Einstellbarer Gegenkopplungsfaktor: Der Gegenkopplungsfaktor kann mittels des hinzugefügten Potentiometers P11 eingestellt werden.

DC-Heizung für die Eingangsstufen: Die Röhren der Eingangsstufen werden DC-beheizt. Hierzu wird eine bereits im WS2008/9 entwickelte Baugruppe verwendet. Diese Baugruppe ist an der folgenden Stelle dokumentiert: Beschreibung und Schaltplan: http://www.emsp.tuberlin.de/fileadmin/fg232/Lehre/MixedSignal/Dateien/Mischpult/03_Realisierung_1.pdf Seite 3-151 bis Seite 3-161 Die Baugruppe wird mit einer Wechselspannung von 13,5V eff. gespeist.

Kundenspezifischer Ringkerntrafo für das Netzteil: Für die beiden Netzteile der beiden Verstärkerkanäle wurde jeweils ein kundenspezifischer Ringkerntrafo in Auftrag gegeben, mit der folgenden Spezifikation für die Sekundärwicklungen:

330 - 0 - 330 5V 6,3V 6,3V 6,3V 13,5V

0,35A 6A 0,7A 0,7A 3,2A 2A An dieser Stelle wurde übersehen, dass 2 x 13,5V benötigt werden

Es gibt einige Trafos mit ähnlichen Daten als Standardprodukt auf dem Markt, die 5VWicklung ist jedoch bei keinem dieser Trafos mit 6A belastbar. Die Transformatoren wurden von der Firma HB-Ampdesign gefertigt. Bei der Spezifikation des Ringkerntrafos wurde übersehen, dass für die DCHeizspannungsversorgung 2 x 13,5V für Zweiweggleichrichter und Spannungsverdoppler benötigt werden. Daher muss ein zusätzlicher Standard-Trafo pro Kanal vorgesehen werden. Der tatsächliche sekundärseitige Strombedarf ist 0,75A.

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Die Realisierung

Die folgende Abbildung zeigt einen Verstärkerkanal.

Ein Verstärkerkanal

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Die folgende Abbildung zeigt das Netzteil eines Verstärkerkanals.

Das Netzteil eines Verstärkerkanals, links die Stabilisierungsschaltung für die DC-Heizung.

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Die folgende Abbildung zeigt den fertig aufgebauten Versuchsaufbau des zweikanaligen Verstärkers.

Der Versuchsaufbau

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Die Inbetriebnahme und die Testergebnisse Die Übersicht über den Verlauf der Inbetriebnahme Die Inbetriebnahme der Netzteilbaugruppen verlief ohne Besonderheiten, die Baugruppen zeigten auf Anhieb das erwartete Verhalten. An den Verstärkerbaugruppen wurden zunächst die DC-Arbeitspunkte und Verstärkungsfaktoren gemessen. In der Treiberstufe (V3) wurde zunächst aus Verfügbarkeitsgründen eine ECC99 anstelle der eigentlich vorgesehenen 12BH7 eingesetzt. Die Arbeitspunkte und Verstärkungsfaktoren der einzelnen Stufen entsprachen, im Rahmen der bei Röhrenschaltungen üblichen Abweichungstoleranzen, den zuvor errechneten Werten. Es zeigte sich, dass die ECC99 aufgrund ihres um 1/3 geringeren gitterseitigen Aussteuerbereichs kein direkter Ersatz für die 12BH7 ist, so dass noch eine 12BH7 zum Austausch beschafft wurde, was dann die Clipgrenze der Stufe leicht erhöhte. Die Drosseln in den Anodenkreisen der Endröhren V5 und V6 wurden zunächst mit Kurzschlussbrücken bestückt. Bei der Inbetriebsetzung der Endstufe zeigte sich eine starke arbeitspunktabhängige Oszillation. Oszillation war einerseits an starken Verformungen des Ausgangssignals auf der Sekundärseite des Ausgangsübertragers und an einer Abhängigkeit dieser Verformung von dem Kontaktieren verschiedener Kabel (z.B. OszilloskopMasseklemme) an die Verstärkerbaugruppe erkennbar. Bei bestimmten Konstellationen der mit der Baugruppe verbundenen Kabel traten Geräusche am Ausgangsübertrager und Leuchterscheinungen (weißglühende Punkte auf der Kathode) in den Endröhren auf. Die Oszillation ließ sich nicht direkt mit dem Oszilloskop beobachten, da die Kapazität des Tastkopfes bei Kontaktierung an eine der Anoden ausreichte, um die Oszillation zu unterdrücken. Aus dem beobachteten Verhalten lässt sich auf eine Frequenz der Oszillation im oberen zweistelligen bis in den unteren dreistelligen MHz-Bereich schließen. Für die Anodendrosseln wurden nun UKW-Drosseln mit Sechslochkern mit grüner Markierung und mit 3 Windungen aus Lagerbestand bestückt. Damit trat die Oszillation nicht mehr auf. Ein vergleichbarer Drosseltyp ist der EPCOS B82114RA 100MHz 800 Ohm (Bürklin 74 D 5282)

Anschließend arbeitete der Verstärker, im open Loop-Betrieb noch ohne kontaktierte Feedback-Wicklung, bei Frequenzen bis ca. 2kHz einwandfrei. Es zeigte sich jedoch bei der Kombination höherer Frequenzen und höherer Amplituden ein unerwartetes Verhalten der Kathodenfolgerstufe. Es waren zunächst, wie auch in der abschließenden Ausführung des Verstärkers, die Röhren V104 und V105 mit 6SN7 bestückt, während V4 (ECC83) nicht bestückt war. In der negativen Halbwelle folgte die Spannung an den Kathoden nicht mehr der Spannung am Steuergitter sondern „knickte“ ab einem gewissen Punkt ab, um dann mit langsamerer Änderungsgeschwindigkeit weiter abzusinken. Damit wurde die Kathode um weit mehr als die aus dem ungestörten Betrieb bekannte Gittervorspannung gegenüber dem Steuergitter positiv. Dieses Verhalten tritt ab einer bestimmten Änderungsgeschwindigkeit der Spannung auf, man kann es sowohl durch Erhöhen der Frequenz bei gegebener Amplitude als auch durch Erhöhen der Amplitude bei gegebener Frequenz hervorrufen.

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Da es sich offensichtlich um einen kapazitiv bedingten Effekt handelt, wurden die Kathodenwiderstände R24 und R25 von 220kOhm auf bis zu 25kOhm verringert, womit sich der Effekt verringerte, aber bei entsprechend höheren Frequenzen oder Spannungen immer noch beobachtbar war. Es zeigte sich, dass nach dem Entfernen der Widerstände R109 und R110 mit je 10kOhm, die zum Potentialausgleich die Kathoden von V105 und V105 mit deren Heizkreisen verbinden, auch mit 220kOhm eine einwandfreie Funktion herbeigeführt wurde. Der beschriebene Effekt tritt dann über alle Frequenzen und Amplituden nicht mehr auf. Die Heizkreise für V104 und V105 sind damit völlig potentialfrei. Als Gegenprobe wurden V104 und V105 aus der Schaltung genommen und für V4 eine ECC83 eingesetzt. Hierbei zeigte sich der beschriebene Effekt erneut. Der Heizkreis der ECC83 wird auch für die Eingangsstufen verwendet ist mit dem Massepotential verbunden. Nach dem Wiedereinsetzen von V104 und V105 und dem Herausnehmen von V4 arbeitete der Verstärker dann, noch immer im open-Loop-Betrieb, über den gesamten relevanten Frequenzbereich einwandfrei.

Beim Kontaktieren der Feedback-Wicklung zeigte sich, in allen Stellungen des Potentiometers P11, ein heftiges Schwingen des Verstärkers. Dieses Schwingen war aperiodisch und tieffrequent moduliert, die höchsten Frequenzanteile lagen etwas oberhalb von 1MHz.

Zunächst wurde damit begonnen, den Verstärker tieffrequent zu stabilisieren, hierbei wurden die folgenden Maßnahmen angewendet: -

Tiefpassfilterung der Vorstufen-Anodenversorgungsspannung durch Parallelschalten eines Kondensators 220uF Erhöhung der Grenzfrequenz des Hochpasses zwischen der zweiten und der dritten Stufe von 17Hz auf 80Hz

Zwischenzeitlich wurde auch noch C3 von 100uF auf 2,2uF reduziert und C5 von 0,22uF auf 4,7uF erhöht, diese Modifikationen wurden jedoch wieder zurückgenommen, nachdem herausgefunden wurde, dass die beobachtete tieffrequente Modulation der Schwingung nicht durch eine herkömmliche Regelschwingung, sondern durch eine Übersteuerung der Eingangsstufe durch die hochfrequente Schwingung zustande kam, die dann wiederum zu einer Arbeitspunktverschiebung der zweiten Stufe führte, die dann zu einem Verstärkungsrückgang bis hin zum völligen Sperren der zweiten Stufe führte, womit dann die Oszillation zurückging bzw. ganz aussetzte. Die Rücknahme der nicht notwendigen Modifikationen und die Optimierung der bestehenden Modifikationen wurden mittels Test der Reaktion des Verstärkers auf ein Clickereignis (Ausschalten des HP3310 Funktionsgenerators) durchgeführt. Im abschließenden Zustand des Verstärkers erfolgt in Reaktion auf das Clickereignis ein hinreichend gedämpftes Überschwingen mit ungefähr zwei Nulldurchgängen in Bezug auf den stationären Endwert. Weiterhin wurde, nochmals im Open-Loop-Betrieb, die Ströme durch die Endröhren bei Rechteckansteuerung des Verstärkers mit dem Oszilloskop an R101 und an R102 beobachtet. Hierbei fiel ein unerwartetes Verhalten ins Auge: Es wäre zu erwarten, dass der Strom durch die gerade stromführende Endröhre im Moment des Beginns des Umpolens der Rechteckschwingung zurückgeht und dann in der Folge der Strom in der gegenüberliegenden Endröhre ansteigt. Stattdessen stieg der Strom in der bereits stromführenden Endröhre in diesem Moment für einige Mikrosekunden um ca. 30% über Seite 4- 63

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seinen stationären Wert an, während die gegenüberliegende Röhre bereits einen Strom nahe des Endwertes führte. Anschließend wurden die beiden Kathodenwicklungen miteinander vertauscht. Nun zeigte sich das bereits beschriebene erwartete Verhalten, bei dem niemals beide Endröhren gleichzeitig Strom führen. Im Datenblatt des VDV1070UC ist keine Zuordnung zwischen Anoden- und Kathodenwicklungen spezifiziert. Das fehlerhafte Verhalten zeigte sich bei folgender Verwendung der Wicklungen: Anodenwicklung 1-2 und Kathodenwicklung 4-5 bzw. Anodenwicklung 2-3 und Kathodenwicklung 6-7 an eine gemeinsame Röhre. Das korrekte Verhalten zeigt sich bei folgender Verwendung der Wicklungen: Anodenwicklung 1-2 und Kathodenwicklung 6-7 bzw. Anodenwicklung 2-3 und Kathodenwicklung 4-5 an eine gemeinsame Röhre. Eine abschließende Erklärung kann nicht gegeben werden, offenbar sind die kapazitiven bzw. magnetischen Kopplungen zwischen den 4 Wicklungen nicht identisch.

Diese Maßnahme beseitigte jedoch die beobachtete Schwingneigung nicht. Bei weiteren Messungen wurden festgestellt, dass die recht starke Komponente der Schwingung in der Größenordnung 1MHz an der Feedback-Wicklung des Ausgangsübertragers vorhanden ist, aber an den Anoden und Gittern der Endröhren nur noch mit sehr schwacher Amplitude sichtbar war. Dies legte den Schluss nahe, dass es sich bei der 1MHz-Schwingungskomponente um eine Eigenresonanz der nicht abgeschlossenen Feedback-Wicklung handelte. Tatsächlich konnte diese Schwingungskomponente durch einen Abschluss der Feedback-Wicklung mit einem 27-Ohm-Widerstand vollständig beseitigt werden. Es zeigte sich nun eine periodische Schwingung mit ca. 220kHz. Da an dem 27 Ohm-Widerstand eine Verlustleistung von mehren Watt umgesetzt wurde, wurde versucht, eine RC-Serienschaltung einzusetzen, mit dieser konnte jedoch erst dann eine hinreichende Dämpfungswirkung erreicht werden, wenn die Kapazität so groß gewählt wurde, dass sich keine relevante Reduktion der Verlustleistung mehr ergab. Zu einem späteren Zeitpunkt wurde noch einmal eine deutliche Verbesserung der Stabilität des Regelkreises erzielt, indem das Gegenkopplungssignal direkt von der Lautsprecherwicklung abgenommen wurde, die durch die angeschlossene Last ohne das Entstehen zusätzlicher Verluste gedämpft ist. Es spielt hierbei dann keine Rolle, ob die nicht verwendete Feedback-Wicklung abgeschlossen wird oder offen bleibt. Es zeigte sich jedoch, bei angeschlossenem D-Scope, eine dem Ausgangssignal überlagerte Schwingung mit ca. 2,5MHz. Diese verschwand bei Überbrücken der zuvor in der vom Ausgang zum Messeingang des D-Scopes führenden Leitung eingeschleiften Gleichtaktdrossel. Es wurde jedoch nach einer Maßnahme im Verstärkers selbst gesucht, um diese Abhängigkeit von externen Bedingungen zu reduzieren. Es zeigte sich, dass ein dem Ausgang parallelgeschaltetes Dämpfungsglied aus 4,7nF und 33 Ohm in Serie für stabiles Verhalten sorgte.

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Im weiteren Verlauf der Inbetriebnahme wurde, um die verbliebene 220kHz-Schwingung zu beseitigen, eine RC-Reihenschaltung zwischen die Anoden von V3A und V3B geschaltet. Es wurden verschiedene Dimensionierungen überprüft. Hierbei ergab sich, dass eine ausreichende Dämpfungswirkung nur dann erzielt werden konnte, wenn das Dämpfungsglied die Slew-Rate des Verstärkers soweit reduzierte, dass ein unakzeptables Verhalten im AudioFrequenzbereich entstand. Ein Dämpfungsglied von der Anode der Eingangsstufe nach Masse, wie es in der abschließenden Ausführung des Verstärkers vorhanden ist, brachte zunächst ebenfalls keinen Erfolg, es konnte keine relevante Wirkung im interessierenden Frequenzbereich festgestellt werden. Daher wurde nun die Eingangsstufe (mit V1) genauer betrachtet. Hierbei fiel ins Auge, dass der Widerstand R3 auch dann mit der Miller-Kapazität der Stufe einen Integrator bildete, wenn die Stufe, wie hier der Fall, nur kathodenseitig angesteuert wird, da die resultierende Potentialbewegung der Anode über die Millerkapazität auf das Gitter gekoppelt wird und der kathodenseitigen Ansteuerung entgegenwirkt. Weiterhin fiel auf, dass die Stufe, durch die starke Einkopplung hochfrequenter Signalanteile über C6 übersteuert wurde. Damit erreichte die Anode von V1 zu Beginn einer Schwingungsperiode näherungsweise das Massepotential. Dann zeigte sich ein näherungsweise rampenförmiger Anstieg des Anodenpotentials, der dann wieder in einem sehr steilen Abfall in die Nähe des Massepotentiales endete. In seiner Wirkung entsprach dies einer Phasenverschiebung von weit über 90 Grad. Da die rampenförmige Anstiegszeit durch das Großsignalverhalten der Eingangsstufe gegeben war und diese Zeitkonstante in keinem Bezug zur Frequenz der „klassischen“ Regelschwingung stehen, die sich aufgrund des Kleinsignalverhalten des Verstärkers ausbilden würde bilden sich bei entsprechend hohen Amplituden nichtperiodische Schwingungsverläufe aus. Die Eingangsstufe wurde nun, durch Kurzschluss von R3, deutlich schneller gemacht. Gleichzeitig wurde C6 aus der Schaltung entfernt, um eine Übersteuerung der Stufe auszuschließen. Nun zeigte sich eine Sinusschwingung von ca. 250kHz, wie man es im Einklang mit der Theorie des linearen Regelkreises auch erwarten würde. In der Folge wurde erneut ein Dämpfungsglied zwischen die Anode von V1 und Masse geschaltet. Nun zeigte sich in geradezu lehrbuchmäßiger Form das Verhalten eines linearen PID-Regelkreises, es konnte schnell eine Dimensionierung gefunden werden, in der der Regelkreis stabil arbeitete. Hierzu wurde der Wert des Kondensators schrittweise erhöht. Für den Widerstand wurde ein Trimmpotentiometer vorgesehen. Dieses wurde auf geringstes Überschwingen bei Rechteckanregung eingestellt. Mit der Vergrößerung des Kondensators steigt das Intervall des Widerstandswertes an, in dem der Regelkreis stabil ist. Bei zu geringem Widerstandswert nimmt die Schwingneigung zu, weil die Stufe dann als Integrator mit 90° Phasenverzögerung arbeitet. Bei zu hohem Widerstandswert nimmt die Schwingneigung zu, weil dann die Proportionalverstärkung der Stufe zu hoch ist. Mit einem Kapazitätswert von 150pF ergab sich ein hinreichend großes „Stabilitätsfenster“, als optimaler Wert für den Widerstand zeigte sich 2,7kOhm.

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Ausgangsspannung des Verstärkers bei optimaler Einstellung des Widerstandes des Dämpfungsgliedes, bei 20kHz Rechteck an 4 Ohm, 10V/DIV Die unterschiedliche Kurvenform der oberen und der unteren Halbwelle liegt an den unterschiedlichen Ausgangswiderständen der Eingangsstufe bei den verschiedenen Aussteuerungen in beiden Halbwellen, das Kompensationsglied ist unsymmetrisch in die Schaltung eingebracht.

Ausgangsspannung bei zu kleiner Einstellung des Widerstandes des Dämpfungsgliedes, bei 20kHz Rechteck an 4 Ohm, 10V/DIV Die Eingangsstufe wirkt näherungsweise als Integrator, damit entsteht eine zu große Phasenverzögerung

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Ausgangsspannung bei zu großer Einstellung des Widerstandes des Dämpfungsgliedes, bei 20kHz Rechteck an 4 Ohm, 10V/DIV Die Proportionalverstärkung ist nun zu hoch, womit die Verstärkung bei der Frequenz, bei der die Phasendrehung des Systems 180° erreicht größer als eins ist, womit der Verstärker schwingt. Die Frequenz in diesem Schwingungsmodus ist höher als im vorherigen Schwingungsmodus.

Im Zuge dieser Dimensionierung wurde auch C6 (D-Anteil) wieder hinzugenommen, damit konnte das Überschwingen noch einmal deutlich reduziert werden, so dass der Gegenkopplungsfaktor weiter erhöht werden konnte. 330pF erwies sich als sinnvoller Wert. Nach dem Verwenden der Lautsprecherwicklung als Signalquelle für die Gegenkopplung, was einen Zugewinn an Stabilität mit sich brachte, konnte der Gegenkopplungsfaktor gegenüber der Originalschaltung verdoppelt werden, womit sich eine deutliche Reduktion des Klirrfaktors ergab. Nun arbeitete der Verstärker mit einwandfreier Stabilität. Die 3dB-Grenzfrequenz des verwendeten Ringkern-Ausgangsübertragers VDV1070UC ist 500kHz. Das ist ungefähr als das zehnfache der Bandbreite eines Ausgangsübertragers aus den 1950-er Jahren. Die Originalschaltung des MC-60 stammt aus dem Jahr 1956. Man erkennt, dass man eine für konventionelle Übertrager ausgelegte Schaltung nicht eins zu eins übernehmen kann, wenn man Ringkern-Übertrager einsetzen will.

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In den dann folgenden Schritten wurde der Verstärker auf geringste Verzerrungen hin optimiert. Zunächst wurde die Eingangsstufe betrachtet. Die Eingangsstufen beider Verstärkerboards waren mit ECC83S von JJ bestückt. Der Kathodenwiderstand wurde durch ein Trimmpotentiometer ersetzt. Dieses wurde dann auf geringsten THD hin abgeglichen. Der optimale Widerstandswert ist von den individuellen Eigenschaften der eingesetzten Röhre abhängig, mit 1,67kOhm wurden in einem Fall die besten Ergebnisse erzielt, der THD sank um mehr als die Hälfte ab. Eine weitere Reduktion des THD konnte durch Kurzschließen des Eingangskondensators C101 erreicht werden. Natürlich ist nicht C101 selbst die Ursache der nun nicht mehr vorhandenen Verzerrungen, sondern die Arbeitspunktverschiebung durch den von der Aussteuerung abhängigen Gitteranlaufstrom, der am vorhandenen Gitterableitwiderstand von 1MOhm eine aussteuerungsabhängige Arbeitspunktverschiebung (Tiefpassgefiltert von C101 über die Signalquelle) verursacht. Wenn C101 kurzgeschlossen ist, dann wirkt das wesentlich niederohmigere Lautstärkepotentiometer (10kOhm, Quellwiderstand max. 2,5kOhm in elektrischer Mittelstellung) als Gitterableitwiderstand, womit der Arbeitspunkt weniger von der Aussteuerung abhängt. Ähnliche Eingangsstufen mit der ECC83/12AX7 sind bei HiFi- und Gitarrenverstärkern weit verbreitet. Es stellt sich hier die Frage, ob die Mythenbildung um den Einfluss von Koppelkondensatoren auf den Klang auf das hier beschriebene Phänomen der Arbeitspunktverschiebung zurückgehen könnte. Bei weiterer Reduktion des Kathodenwiderstands bis auf Null ergibt sich erwartungsgemäß ein höherer Gesamt-THD, wobei dieser dann durch die Klirrprodukte k2—k4, in monoton mit der Ordnung fallender Amplitude, dominiert ist. Der Arbeitspunkt wird dann durch den Spannungsabfall an R7 und den Gitteranlaufstrom bestimmt.. Überraschenderweise ist das entstehende Klirrspektrum nur wenig von der Stellung des Lautstärkepotentiometers abhängig. Dieses Klirrspektrum erschein zunächst als musikalisch attraktiv, so dass bei den abschließenden Hörtests auch diese Betriebsart zeitweise eingestellt wurde. Alle Hörer zogen jedoch die Einstellung auf minimalen THD mit eindeutiger Präferenz vor. Parallel zu den Veränderungen an der Eingangsstufe wurde auch nach der optimalen Biaseinstellung der Endröhren gesucht. Es zeigte sich, dass sich die besten Ergebnisse bei ungewöhnlich hohen Biasströmen im Bereich zwischen 60 und 80mA zeigten. Bei diesen ist der Gesamt-THD minimal und auch die Zusammensetzung des Klirrspektrums so, dass der verbleibende THD durch Klirrprodukte geringer Ordnung dominiert wird. Bei Betrieb mit geringeren Biasströmen wie etwa in der Größenordnung 30mA nehmen vor allem die ungeraden Klirrprodukte höherer Ordnung zu. Es fällt jedoch auf, dass bei beiden Verstärkerboards sich für den nach minimalen THD vorgenommenen Abgleich zwar unterschiedliche Biasströme, aber eine identische Gittervorspannung ergibt, die sich sogar zwischen beiden Verstärkerboards nur unwesentlich unterscheidet. Die Erkenntnis, dass sich bei der Röhre 6550 bei ca. 80mA ein Optimum des Klirrverhaltens zeigt korrespondiert mit den Aussagen von Van der Veen, der ebenfalls, für einen nicht global gegengekoppelten Verstärker mit 2 x 6550 in der Endstufe, den auch im Rahmen dieses Projekts realisierten SPT-70, davon berichtet, dass er mit ca. 80mA Biasstrom die besten Ergebnisse erzielte. Dies steht im Gegensatz zur Originalschaltung von Mc Intosh, die mit lediglich 5mA Ruhestrom arbeitet.

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Weiterhin zeigte sich, dass der minimale THD stets bei einer gewissen Ungleichheit der Biasströme in der Größenordnung 20 bis 30% erreicht wird. Nicht zuletzt besteht eine große Abhängigkeit des erreichbaren minimalen THDs aber auch der Zusammensetzung des Klirrspektrums von den verwendeten Röhren. Hier liefern keineswegs die teursten Röhren die besten Ergebnisse. Ein Paar als speziell selektiert verkaufte 6550C-SVT TAD Premium Matched für 133,80 EUR zeigte bei einem insgesamt im Vergleich zu anderen Röhren ungünstigeren minimal erzielbaren THD eine sehr hohe Amplitude von Klirrprodukten höherer Ordnung, während die besten Ergebnisse mit einem Paar SVETLANA 6550 für 66,40 EUR von BTB erzielt wurden. Mit einem Paar 6550 von SOVTEK und einem weiteren Paar von JJ wurden ähnliche, aber nicht ganz so gute Ergebnisse wie mit den SVETLANA-Röhren erzielt, während sich mit einem Paar 6550 von ELECTRO-HARMONIX schlechtere Ergebnisse zeigten. Es zeigte sich, dass die Versorgungsspannung der Endstufe etwas zu gering gewählt wurde, womit sich eine Ausgangsleitung von bis zu 43W anstelle der zuvor angenommenen Größenordnung 60W erreichen lässt. Im Nachhinein ist diese eigentlich zu kleine Versorgungsspannung jedoch ein großer Vorteil. Denn sie erlaubt die Erhöhung des Ruhestroms in die Größenordnung 80mA, ohne dass die Verlustleistung in den Endröhren über eine sinnvolle Grenze hinaus zunimmt. In der Praxis des Musikhörens im Wohnbereich ist der Lautstärkegewinn von 60W zu 40W ohnehin irrelevant, während die mit dem hohen Biasstrom erreichte Reduktion der Verzerrungen einen deutlichen Gewinn beim Hörerlebnis bedeutet.

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Verstärker MC-60

Arbeitspunkte und Verstärkungsfaktoren an der noch unmodifizierten Schaltung Gemessen an Board#1 DC-Arbeitspunkte: Größe

Messung an

Bezug

Versorgung Endstufe

J102/2

GND

Versorgung Vorstufe

V1/6

GND

Neg. Versorgung Bias Kathodenpotential V1B Anodenpotential V1A Kathodenpotential V1A Kathodenpotential VA Anodenpotential V2A Anodenpotential V2B Kathodenpotential V3 Anodenpotential V3A Anodenpotential V3B Kathodenpotential V4A Kathodenpotential V4B Spannung über R101

R22

GND

Berechnet Board 1 für Leerlauf 430V (aus 410V MC-60 Originalsc haltung) 360V (aus 350V MC-60 Originalsc haltung) -385V

Abweich ung

Kommentar

V1 / 8

GND

118V

117V

V1 / 1

GND

88V

88V

V1 / 3

GND

1V

0,96V

V2/3

GND

97,5V

97V

V2/1

GND

283V

276V

V2/6

GND

283V

270V

V3/3

GND

17V

16,2V

V3/1

GND

340V

332V

V3/6

GND

340V

332V

V4/3

GND

-51,5V

-53V

nach Abgleich

V4/8

GND

-51,5V

-53V

nach Abgleich

R101

GND

5mV (5mA * 1

25mV = 25mA

nach Abgleich Seite 4- 70

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Spannung über R102

R102

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GND

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Ohm) 5mV (5mA * 1 Ohm)

25mV = 25mA

Verstärker MC-60

nach Abgleich

Verstärkungsfaktoren:

Größe

Messung an

Bezug

Verstärkung 1. Stufe Verstärkung 2. Stufe Verstärkung 2. Stufe Verstärkung 3. Stufe

V1/1

V1/2

Berechnet Board 1 für Leerlauf -47 -51,8

V2/1

V2/2

-4,2

-5

V2/6

V2/2

+4,2

+4,9

V3/1

V3/2

-14,7

noch mit ECC99

Verstärkung V3/1 3. Stufe

V3/2

-18,2

noch mit ECC99

Verstärkung V3/7 3. Stufe

V3/6

-14,7

noch mit ECC99

Verstärkung V3/7 3. Stufe

V3/6

-18,2

noch mit ECC99

Verstärkung V104/3 4. Stufe

V3/1

-11,4 ohne Mitkopplung -15,5 mit Mitkopplung -11,4 ohne Mitkopplung -15,5 mit Mitkopplung ca. 0,95

0,94

Verstärkung V105/3 4. Stufe

V3/6

ca. 0,95

0,94

mit 6SN7 und reduzierten Rk mit 6SN7 und reduzierten Rk

Verstärkung V5/3 Endstufe Verstärkung V6/3 Endstufe Verstärkung V1/2 gesamt, ohne Feedback

V5/5

0,76

0,73

V6/5

0,76

0,73

Lastwid. 4 311 (beOhm rechnet für 5 Ohm)

449

Abweich ung

Kommentar

noch mit ECC99

Man erkennt, mit Ausnahme des Ruhestroms der Endröhren, eine im Rahmen der üblichen Toleranzen von Röhrenschaltung befindliche Übereinstimmung der gemessenen mit den theoretisch erwarteten Werten. Im Zuge des weiteren Verlaufs der Inbetriebnahme wurden einige der Arbeitspunkte jedoch verändert. Seite 4- 71

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Verstärker MC-60

Arbeitspunkte,Verstärkungsfaktoren und weitere Meßwerte an der modifizierten Schaltung im abschließenden Zustand DC-Arbeitspunkte: Größe

Messung an

Bezug

GND

Berechnet Board 1 für Leerlauf 430V (aus 390V MC-60 Originalschaltung ) 360V (aus 334V MC-60 Originalschaltung ) -384V

Versorgung Endstufe

J102/2

GND

Versorgung Vorstufe

V1/6

GND

Neg. Versorgung Bias Kathodenpotential V1B Anodenpotential V1A Kathodenpotential V1A Kathodenpotential VA Anodenpotential V2A Anodenpotential V2B Kathodenpotential V3 Anodenpotential V3A Anodenpotential V3B Kathodenpotential V4A Kathodenpotential

R22

Board 2

Abweich ung

Kommentar

-384V

V1 / 8

GND

118V

111V

110V

V1 / 1

GND

88V

76V

78V

nach THDAbgleich

V1 / 3

GND

1V

0,6V

1,08V

nach THDAbgleich

V2/3

GND

97,5V

85V

87V

nach THDAbgleich

V2/1

GND

283V

272V

260V

V2/6

GND

283V

266V

256V

V3/3

GND

17V

15,2V

15,1V

V3/1

GND

340V

314V

306V

V3/6

GND

340V

312V

304V

V4/3

GND

-51,5V

-38,5V

-38,5V

nach THDAbgleich

V4/8

GND

-51,5V

-37V

-38V

nach THDAbgleich

388V

326V

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V4B Spannung über R101 Spannung über R102

R101

GND

R102

GND

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5mV (5mA * 1 Ohm) 5mV (5mA * 1 Ohm)

Verstärker MC-60

62,0mA

74,3mA

nach THDAbgleich

77,8mA

81,3mA

nach THDAbgleich

Board 2

-47,5

Verstärkungsfaktoren:

Größe

Messung an

Bezug

Verstärkung 1. Stufe Verstärkung 2. Stufe Verstärkung 2. Stufe Verstärkung 3. Stufe

V1/1

V1/2

Berechnet Board 1 für Leerlauf -47 -56

V2/1

V2/2

-4,2

-4,9

-5,1

V2/6

V2/2

+4,2

-4,7

-5,0

V3/1

V3/2

-13,5

-13,8

Verstärkung V3/7 3. Stufe

V3/6

-13,8

-13,9

Verstärkung 4. Stufe Verstärkung 4. Stufe Verstärkung Endstufe Verstärkung Endstufe Verstärkung gesamt, ohne Feedback Verstärkung gesamt, mit Feedback

V104/3

V3/1

-15,5 mit Mitkopplung -15,5 mit Mitkopplung ca. 0,95

0,98

0,97

V105/3

V3/6

ca. 0,95

0,98

0,97

V5/3

V5/5

0,76

0,77

0,77

V6/3

V6/5

0,76

0,77

0,79

V1/2

Lastwid. 5 311 Ohm

391

347

V1/2

Lastwid. 5 Ohm

8,4

8,1

Abweich ung

Kommentar

nach THDAbgleich

nach Einstellung FBFaktor

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Verstärker MC-60

Ausgangsleistung: Board#1: Board#2:

Clipgrenze bei 18,6Vp an 4 Ohm bei 1kHz = 43,2W Identisch

Das Clippen verläuft bei diesem Verstärker anders, als man es sonst von Röhrenverstärkern gewohnt ist, die Ausgangsspannung geht zunächst noch über den Clip-Wert hinüber, um dann senkrecht auf diesen einzubrechen. Der Grund liegt in einem recht erheblichen Gitterstrom am Gitter der Endröhre, beim Aussetzen der Regelung, der durch die ansteuernden Kathodenfolger aufgebracht wird. Dies führt in der Folge zu einer Änderung der magnetischen Verhältnisse im Übertrager und zu einer erhöhten Stromaufnahme aus der Versorgung, womit die Versorgungsspannung absinkt, im Fall einer andauernden Übersteuerung ergibt sich eine tieffrequente Oszillation der Versorgungsspannung und damit der Clipgrenze.

Weitere Messungen Alle Messungen wurden, wenn nicht ausdrücklich anders gekennzeichnet, am 22.08.2012 an Board #1 ausgeführt. Ausgangswiderstand: gemessen bei ca. 6V rms bei 1kHz an 4 Ohm durch Errechnung aus Reduktion der Ausgangsspannung bei Parallelschalten von 10 Ohm: 47mOhm

Noise: gemessen bei elektrischer Mittelstellung des Lautstärke-Potentiometers und bei mit 75 Ohm abgeschlossenen Eingang (vor Potentiometer) mit einer Bandbreite von 22Hz bis 22kHz mit dem FFT-Detector des D-Scopes. Noise unweighted:

88uV rms

Noise A-weighted:

9,5uV rms

das ist 96 dB unterhalb des Spannungspegels 6V rms bei einer Ausgangsleistung von 9W

Frequenzgang: Obere –3dB Grenzfrequenz, gemessen mit 10Vp bei 1kHz an 4 Ohm: ca. 300kHz Hierbei Amplitudenbegrenzung durch Slew-rate bedingte Verzerrungen, Ausgangsspannung wird dreiecksförmig.

Untere –3dB Grenzfrequenz, gemessen mit 10Vp bei 1kHz an 4 Ohm: nicht messbar Hierbei Sättigung des Trafos bei ca. 8Hz, bis 8Hz hinab kein relevanter Amplitudenabfall

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Verstärker MC-60

Frequenzgang bei direktem Anschluss des D-Scope-Ausgangs an das Verstärkerboard Ausgangsspannung: 6V rms an 4 Ohm, Ausgangsleistung: 9,0W Welligkeit: +/- 0,025dB von 20Hz bis 20kHz

Frequenzgang bei zwischengeschalteter Potentiometerbaugruppe (10kOhm) in elektrischer Mittelstellung, man erkennt eine Kompensation der Höhenanhebung durch die Tiefpasswirkung des Potentiometer-Quellwiderstands mit der Millerkapazität der Eingangsstufe. Ausgangsspannung: 6V rms an 4 Ohm, Ausgangsleistung: 9,0W Welligkeit: +/- 0,05dB von 20Hz bis 20kHz

Seite 4- 75

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Verstärker MC-60

Frequenzgang mit höherer Leistung bei zwischengeschalteter Potentiometerbaugruppe (10kOhm) in elektrischer Mittelstellung, man erkennt bei dieser höheren Leistung den Einfluss der Sättigung des Ausgangstransformators bei tiefen Frequenzen. Ausgangsspannung: 12V rms an 4 Ohm, Ausgangsleistung: 36W

Slew-Rate: Gemessen mit Rechtecksignal 22Vp an 4 Ohm, (damit waren die Überschwinger noch im Aussteuerbereich): 13,9V/us

Seite 4- 76

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High-End-Audioverstärker

Verstärker MC-60

Klirr: Die folgenden Messungen wurden nach dem Abgleich des Arbeitspunktes der Vorstufe und des Arbeitspunktes er Endstufe auf minimalen THD mit SOVTEK-Endröhren durchgeführt. Der Wert des Kathodenwiderstandes der Eingangsstufe betrug ca. 1,67kOhm.

Klirrspektrum bei 1kHz unmittelbar vor der Clip-Grenze bei ca. 44W an 4 Ohm Direktseinspeisung D-Scope, ohne Potentiometerbaugruppe

Klirrspektrum bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 9W Direktseinspeisung D-Scope, ohne Potentiometerbaugruppe Bias V5 27mA, Bias V6 32mA

Seite 4- 77

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Die folgenden Messungen wurden mit SVETLANA-Endröhren durchgeführt:

Klirrspektrum bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 9W Direktseinspeisung D-Scope, ohne Potentiometerbaugruppe Bias V5 62mA, Bias V6 73mA Man erkennt einen leicht gegenüber den SOVTEK-Röhren erhöhten THD, dafür jedoch eine deutlich günstigere Zusammensetzung des Klirrspektrums mit einem geringeren Anteil an Klirrprodukten höherer Ordnung.

Seite 4- 78

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Verstärker MC-60

Nun wird der Einfluss der Potentiometerbaugruppe betrachtet, die nun, in elektrischer Mittelstellung befindlich, zwischen den Ausgang des D-Scopes und den Verstärker geschaltet wird.

Klirrspektrum bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 9W Einspeisung D-Scope über Potentiometerbaugruppe in elektrischer Mittelstellung Bias V5 62mA, Bias V6 73mA Man erkennt ein Ansteigen des THD, bedingt durch den nun in der Eingangsstufe entstehenden zusätzlichen k2. Dieser Effekt wurde zunächst als unschädlich eingeschätzt, was sich aber bei den nachfolgenden Hörtests nur bedingt bestätigt hat.

In der Folge wird das im praktischen Einsatz des Verstärkers zu erwartende Klirrspektrum dokumentiert. Hierbei wurde in die Potentiometerbaugruppe eine Signalspannung von 1,5V rms eingespeist, wie sie bei Vollaussteuerung aus handelsüblichen CD-Playern zu erwarten ist. Der Ausgangspegel des Verstärkers wurde durch Veränderung der Stellung des Lautstärkepotentiometers eingestellt. Es wurden die auf den folgenden Seiten dargestellten Klirrspektren aufgenommen:

Seite 4- 79

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Klirrspektrum bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 0,56W Einspeisung D-Scope über Potentiometerbaugruppe

Klirrspektrum bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 2,25W Einspeisung D-Scope über Potentiometerbaugruppe

Seite 4- 80

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Verstärker MC-60

Klirrspektrum bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 9W Einspeisung D-Scope über Potentiometerbaugruppe

Klirrspektrum bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 25W Einspeisung D-Scope über Potentiometerbaugruppe

Seite 4- 81

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High-End-Audioverstärker

Verstärker MC-60

Versuchsweise wurde der Kathodenwiderstand der Eingangsröhre weiter verkleinert, bis hin zum Kurzschluss, um weitere Klirrprodukte niederer Ordnung zu erzeugen:

Klirrspektrum bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 9W Einspeisung D-Scope über Potentiometerbaugruppe in elektrischer Mittelstellung Kathodenwiderstand der Eingangsstufe kurzgeschlossen Bias V5 62mA, Bias V6 73mA

Man erkennt eine Verzehnfachung des THD, jedoch mit einem triodentypischen Klirrspektrum mit monotonem Abfall der Amplitude der Klirrprodukte mit ihrer Ordnung. Entgegen der ursprünglichen Vermutung wurde jedoch das Klangbild des Verstärkers in dieser Einstellung jedoch von allen Testhörern als „deutlich schlechter“ gegenüber der auf minimalen THD optimierten Einstelung empfunden.

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Bei geringerer Ausgangsleistung entsteht sogar ein „idelatypisches“ Trioden-Klirrspektrum:

Klirrspektrum bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 2,25W Einspeisung D-Scope über Potentiometerbaugruppe in elektrischer 25% -Stellung Kathodenwiderstand der Eingangsstufe kurzgeschlossen Bias V5 62mA, Bias V6 73mA

An Board #2 wurde der folgende THD+N-Sweep bei einer Ausgangsleistung von ca. 9W aufgenommen:

THD+N-Sweep bei Board #2 bei einer Ausgangsleistung von 9W an 4 Ohm Man erkennt einen deutlichen Anstieg des THD bei tiefen Frequenzen, bedingt durch den Verlust an „Headroom“ zur Leerlaufverstärkung, die aus Stabilitätsgründen bei tiefen Frequenzen abgesenkt werden musste. Der scheinbare Abfall des THD bei höheren Frequenzen ist durch die Begrenzung der Messbandbreite auf 22kHz verursacht. Seite 4- 83

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Weiterhin wurde, an Board #2, bei 1kHz ein Sweep des THD+N über die Amplitude aufgenommen:

THD+N-Sweep bei Board #2 bei einer Frequenz von 1kHz und einem Lastwiderstand von 4 Ohm

Nachträglich wurde Board #2 am 24.08.2012 ebenfalls auf SVETLANA-Endröhren ungerüstet und auch die Vorstufe, neu abgeglichen. Es ergab sich das folgende Klirrspektrum:

Klirrspektrum Board#2 nach Umrüstung aud SVETLANA-Endröhren bei 1kHz bei einer Ausgangsleistung von 9W Einspeisung D-Scope über Potentiometerbaugruppe in elektrischer Mittelstellung Bias V5 73mA, Bias V6 80mA

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IMD nach SMPTE-DIN: Gemessen mit 60Hz und 7kHz mit Ratio 0,25, Gesamtpegel am Ausgang war 6,2V rms an 4 Ohm. Die Messbandbreite war 22Hz..22kHz. Messwert CT-Detector: Messwert FFT-Detector:

0,015% 0,0035%

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Messungen am nicht gegengekoppelten Verstärker Diese Messungen wurden am 23.08.2012 an Board #2 ausgeführt. Die Über-Alles-Gegenkopplungsschleife wurde hierzu unterbrochen.

Klirrspektrum des nicht gegengekoppelten Verstärkers bei einer Frequenz von 1kHz und einem Lastwiderstand von 4 Ohm und einer Ausgangsleistung von 9W.

THD-Sweep des nicht gegengekoppelten Verstärker mit Lastwiderstand von 4 Ohm und einer Ausgangsleistung von ca. 5W.

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Frequenzgang des nicht gegengekoppelten Verstärker mit Lastwiderstand von 4 Ohm und Ohm und einer Ausgangsleistung von ca. 5W.

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Weitere Betrachtungen zum Regelverhalten des Verstärkers Die folgenden Oszillogramme zeigen das Ausgangssignal des Verstärkers bei Rechteckanregung mit verschiedenen Lasten und verschiedenen Einstellungen des Gegenkoplungsfaktors.

Ausgangssignal des Verstärkers an JPW-Lautsprecherbox bei 20kHz Rechteck und maximal einstellbarem Gegenkopplungsfaktor (V = 8,4) 10V/DIV, gemessen an Board #2

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Ausgangssignal des Verstärkers an JPW-Lautsprecherbox bei 20kHz Rechteck und geringerem Gegenkopplungsfaktor (V = 10,9) 10V/DIV, gemessen an Board #2

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Ausgangssignal des Verstärkers an 4 Ohm Lastwiderstand bei 20kHz Rechteck und maximal einstellbarem Gegenkopplungsfaktor (V = 8,4) 10V/DIV, gemessen an Board #2

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Ausgangssignal des Verstärkers an 4 Ohm Lastwiderstand bei 20kHz Rechteck und geringerem Gegenkopplungsfaktor (V = 10,9) 10V/DIV, gemessen an Board #2

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Die Wirkungsweise des Kompensationsgliedes soll noch einmal genauer betrachtet werden Die Ausgangsimpedanz der Eingangsstufe entspricht der Parallelschaltung des Innenwiderstands der Röhre im sch einstellenden Arbeitspunkt mit dem Anodenwiderstand R8. Es wurde bereits ein Innenwiderstand Rp von 105kOhm und eine Verstärkungsfaktor mü von 98 bestimmt.

Die folgende Skizze zeigt die Modellierung in ihren einzelnen Schritten. +Ub

R8 100K

1

zu Folgestufe V1A ECC83/12AX7 Cc 150pF 2

3

Rc 2K7

Rp 105K

zu Folgestufe

V7 mü = 98 * Vg

R8 100K

Cc 150pF

Rc 2K7

Rp par R8 51K2

zu Folgestufe

Cc 150pF V7 50 * Vg Rc 2K7

Modellierung der Wirkung des Kompensationsgliedes auf die Eingangsstufe. Man erhält als erste Knickfrequenz aus Rp par R8 und Cc: 1/ (2pi * 51,2kOhm * 150pF) = 20kHz. Man erhält als zweite Knickfrequenz aus Rc und Cc: 1/ (2 pi * 2,7kOhm * 150pF) = 400kHz.

Die Verstärkung der Stufe bei kleinen Frequenzen ist: V = mü * Rp / (Ra + Rp) = 98 * 100 / (100 + 105) = 50.

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Die Verstärkung der Stufe bei 400kHz ist: Der Scheinwiderstand des Kompensationsgliedes ist 2,7kOhm * 2 = 5,64kOhm. Es liegt wechselspannungsmäßig dem Anodenwiderstand von 100kOhm parallel. Es ergibt sich ein wirksamer äußerer Widerstand von 5,0kOhm V = mü * Rp / (Ra + Rp) = 98 * 5 / (5 + 105) = 4,5.

Es ergibt sich das folgende Bodediagramm für den Frequenzgang der Eingangsstufe im oberen Frequenzbereich, in dem der Kathodenkondensator noch als Kurzschluss angesehen werden kann.

34dB = 50

13dB =4,5

0° -45°

400kHz

20kHz

-90°

Das Frequenzverhalten der kompensierten Eingangsstufe im oberen Frequenzbereich

Die Knickfrequenz aus R11 und C6, die den D-Anteil bestimmt beträgt bei dem größtmöglichen einstellbaren Gegenkopplungsfaktor 1MHz. Bei dem ursprünglichen Wert des in der abschließenden Ausführung der Schaltung kurzgeschlossenen Widerstands R3 von 27kOhm und einer angenommenen Kapazität von 3pF zwischen Anode und Gitter von 3pF (1,7pF aus Datenblatt, 1,3pF für Streukapazitäten angenommen) ergibt sich eine Grenzfrequenz der Eingangsstufe von 40kHz. Bei elektrischer Mittelstellung des Lautstärkepotentiometers ist ein Quellwiderstand von 2,5kOhm wirksam. Damit ergibt sich dann eine Grenzfrequenz von 40kHz * 27/2,5 = 432 kHz.

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Der Höreindruck Der Verstärker lieferte einen sehr präzisen und lebendigen und dabei ausgewogenen Höreindruck. Es lassen sich viele Details aus dem gesamten Audio-Frequenzbereich heraushören. Das Klangbild sagte allen Hörern sehr zu. Mit dem Umrüsten des zweiten Boards auf SVETLANA-Endröhren ergab sich am 24.08.2012 nach Ansicht des Verfassers noch einmal eine Steigerung des Klangerlebnisses

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